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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Accionamiento eléctrico de frecuencia variable. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Los motores eléctricos El diagrama funcional de la versión más simple del variador de frecuencia se muestra en la Fig.1.
En él, para alimentar un motor eléctrico trifásico, se utilizan pulsos rectangulares, desfasados entre sí, como se muestra en la Fig. 3.
El elemento principal del circuito de la Fig. 1 es un generador con un amplio rango de sintonización de frecuencia de reloj. Estos pulsos se alimentan a un generador de señales de 6 fases (tres señales de fase directa y tres inversas), que controla el funcionamiento del módulo de potencia conectado al motor eléctrico. La tensión de alimentación es generada por el rectificador. Para motores potentes, el rectificador se alimenta desde una red trifásica, para motores de baja potencia es suficiente suministrar energía desde una red monofásica. La primera versión del circuito generador sintonizable se muestra en la Fig.3.
El generador está integrado en el temporizador KR1006VI1. Dichos generadores se describen en [2]. La frecuencia de los pulsos generados en el circuito de la Fig. 3 se describe mediante la expresión: F=1,46/(R1+R2+2R3)C. La sintonización de frecuencia (de 3 Hz a 3000 Hz) se realiza manualmente ajustando el potenciómetro R1 (dos veces) y cambiando las posiciones del interruptor SA1 (500 veces). Dado que un convertidor de 6 fases divide la frecuencia por 6, se pueden aplicar al motor frecuencias de 0,5 Hz a 500 Hz. En los casos en los que necesite acelerar el motor de velocidades bajas a altas, puede aumentar gradualmente la frecuencia en el circuito de la Fig. 3 con el interruptor SA1. La desventaja de este esquema es que el aumento de frecuencia se produce de forma abrupta. Para un aumento suave de la frecuencia en modo automático, los convertidores de tensión-frecuencia son muy adecuados [3]. La industria nacional produjo solo un tipo de convertidor de este tipo: el microcircuito K1108PP1. El microcircuito tiene una serie de desventajas: el rango de frecuencia es solo de hasta 10 kHz, la fuente de alimentación bipolar es de ±15 V. Pero es bastante adecuado para alimentar motores eléctricos. La frecuencia de los pulsos de salida del chip DA1 en el circuito de la Fig. 4 está determinada por la expresión: . =Uin/(kIoR5C2), donde los parámetros constantes tienen los siguientes valores: Io=1 mA, k=75 kOhm.
Con los calibres indicados en el diagrama, la frecuencia es F = 34Uin, es decir a un voltaje de entrada máximo de +15 V, será de aproximadamente 500 Hz. Para obtener un rango de frecuencia más amplio, es necesario reducir proporcionalmente la capacitancia C2. El esquema funciona de la siguiente manera. Cuando se enciende la alimentación, el condensador C1 comienza a cargarse a través de la resistencia R2. La constante de tiempo del circuito de carga en estos valores nominales es de 20 s, es decir Todo el proceso de overclocking dura aproximadamente un minuto. Para hacer coincidir el circuito de alta resistencia con la entrada del convertidor, se instala un seguidor de fuente en un transistor de efecto de campo VT1. Dado que las características de entrada de los transistores de efecto de campo tienen una tensión de corte diferencial, se ha introducido un ajuste en el potenciómetro R3. Es necesario cortocircuitar el condensador C1 con unas pinzas y lograr un voltaje cero en la fuente VT1. El potenciómetro R1 se utiliza para establecer la frecuencia máxima de generación. El condensador C1 se desconecta y el frecuencímetro establece la frecuencia máxima requerida. La Figura 5 muestra el diagrama del acondicionador de señal de la Figura 2.
El circuito consta de un contador-decodificador DD1, en el que se utilizan 6 posiciones del decodificador para generar señales, y desde la séptima posición se configura la señal para restablecer el contador. Su factor de conversión es 6. Como se puede ver en la Fig. 2, para formar una señal de la fase A, es necesario combinar las primeras tres posiciones del decodificador, para la fase B - posiciones de la tercera a la quinta, para la fase C - quinto, sexto y primero. La figura 6 muestra un módulo de potencia para alimentar un motor trifásico, compuesto por 6 drivers VT1-VT6.
Se utilizan dos controladores para cada fase, por ejemplo: para la fase A, el controlador del lado alto es VT1 y el controlador del lado bajo es VT2. Las señales de fase opuesta se envían a las entradas del controlador: en la parte superior, A directa, en la parte inferior, A, invertida. Por eso se necesita una señal de 6 fases. Como controladores se pueden utilizar transistores de campo bipolares y de alta potencia. Varias empresas producen módulos de 6 controladores en un paquete. Por ejemplo, International Rectifier produce el módulo CPV363M4. con parámetros: voltaje máximo colector-emisor 600 V, corriente de pulso máxima 50 A. Las resistencias R1-R3 son sensores de corriente, los voltajes de ellos deben suministrarse a los nodos de control de modo. La alimentación de motores con tensión trifásica pulsada, como vemos, se implementa de forma bastante sencilla en la práctica. Pero esto sólo es adecuado para motores de baja potencia. Por ejemplo, en las cámaras de vídeo y grabadoras de vídeo se utilizan motores eléctricos trifásicos de pequeño tamaño para alimentar la cinta y hacer girar el bloque de cabezales giratorios del BVG [4]. Están alimentados por un voltaje trifásico pulsado y para esto se han desarrollado microcircuitos especiales, por ejemplo, el controlador de motor BVG XRA6459P1. Para motores más potentes, todavía es necesario generar voltajes de forma cercana a la sinusoidal, porque. Los voltajes de onda cuadrada pueden provocar grandes sobretensiones parásitas que pueden provocar la rotura del aislamiento. La Figura 7 muestra una aproximación de dos niveles a una señal sinusoidal.
En este caso, la señal se forma sumando dos secuencias rectangulares A1 y A2. Como puede verse en la Fig. 7, para formar estas señales, el intervalo de 360° ya debe dividirse en 12 partes. Por lo tanto, un chip contador, como en la Fig. 5, ya no será suficiente. El número de elementos lógicos se duplicará. Si el modelador de la Fig. 5 se puede montar en 3 circuitos integrados, entonces para un modelador de dos niveles se necesitarán 6. Por otra parte, la cuestión de los conductores. En la versión anterior, los controladores funcionaban en modo llave: el transistor estaba bloqueado o abierto hasta la saturación. En este caso, el calentamiento del transistor es muy pequeño y no necesita disipador. Considere un ejemplo. Tensión de alimentación 60 V, corriente de funcionamiento en modo de saturación 10 A. Cuando el transistor está bloqueado, no se calienta; en el estado abierto hasta la saturación, la caída de voltaje a través de él es de aproximadamente 0,1 V, por lo tanto, se libera energía 10x0,1 = 1 W, pero solo en medio ciclo. lo que significa que la potencia media es de 0,5 W. Si cambiamos al modo de funcionamiento lineal del transistor, la potencia de disipación aumentará considerablemente. Por ejemplo, donde hay mitades de la señal en la Fig. 7, la caída de voltaje a través del transistor será de 30 V con una corriente de 5 A, es decir potencia 150 vatios. Teniendo en cuenta que esta potencia se asigna para 1/6 del período, obtenemos una potencia media de 25 W, es decir ¡50 veces más! Ahora hay que instalar radiadores. Es posible prescindir de radiadores si cada controlador está formado por dos transistores conectados en paralelo, a uno de ellos se le aplica la señal A1 (Fig. 7) y A2 al otro. Los transistores seguirán funcionando en modo clave, pero su número se duplicará. Para tres o cuatro o más niveles de aproximación de una señal sinusoidal, la complejidad del equipo aumentará en proporción al cuadrado del número de niveles. Por tanto, este camino no es prometedor. En equipos profesionales se obtiene una señal sinusoidal de la forma que se muestra en la Fig. 8.
La señal del reloj se envía al contador, cuyo código de salida es la dirección de la memoria de sólo lectura (ROM), que contiene la tabla de senos. Los códigos digitales proporcionales a los valores del seno actual se envían a un convertidor digital-analógico (DAC), donde se convierten en señales sinusoidales analógicas. Para distribuirlos a los conductores superiores e inferiores se utiliza un gatillo y dos llaves. En el primer semiciclo, la señal sinusoidal va al controlador superior, en el segundo, al inferior. Hace unos 20 años, producimos en masa el chip K568PE1, en el que se registraba la tabla de senos. Ahora ya no se la puede encontrar. Por lo tanto, el desarrollador tendrá que compilar él mismo la tabla de firmware ROM y programar el chip ROM, que, como ve, no está disponible para todos. Existe una forma más sencilla de generar un voltaje cercano a la sinusoidal. Este método se muestra en la Figura 9. Si multiplicas señales linealmente crecientes y linealmente descendentes, obtienes una señal parabólica, muy cercana a una sinusoidal.
En la Fig. 10 se muestra un diagrama funcional de un dispositivo que implementa este principio.
El generador suministra impulsos de reloj en paralelo a dos contadores. Uno cuenta para la suma y el otro para la resta. Los códigos de contador están coordinados entre sí debido al hecho de que la señal de estado cero del contador de resta es un reinicio del contador positivo. Los códigos del contador se envían al multiplicador digital y de éste al DAC. El sistema de conmutación del conductor es el mismo que en la Fig. 8. Pero este circuito es más fácil de implementar que el circuito de la Fig. 8, porque hay microcircuitos multiplicadores ya preparados. Por ejemplo, en la serie CMOS, el chip K561IP5. Puedes hacerlo de otra manera: coloca un DAC en las salidas de los contadores y conecta sus salidas a un multiplicador analógico, por ejemplo, K525PS2. Construir un variador de frecuencia de calidad, como puede ver, no es tan fácil como parece. Literatura:
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