|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Receptor de radio Contest-RX. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / recepción de radio Este receptor tiene mejores parámetros que el receptor "Super-Test" desarrollado anteriormente por el autor del artículo y publicado en la edición de marzo de 2002 de la revista. Es más sensible, tiene mejor rango dinámico. En este receptor, el énfasis está en transferir la ganancia del receptor en mayor medida a las etapas de baja frecuencia. Esto se hizo intencionalmente, ya que a bajas frecuencias es más fácil obtener una mayor relación señal/ruido con la misma base de elementos que a altas frecuencias. Además, el esquema aplicado para el control de ganancia separado para URF e IF permitió aumentar significativamente la calidad de recepción en los rangos de baja frecuencia sin deteriorar el rendimiento dinámico. Se presta mucha atención en el receptor al GPA. Utiliza el circuito Wakar, que tiene una mayor estabilidad de frecuencia. El montaje del generador en bastidores cerámicos (incluido el uso de cerámica en bobinas y capacitores) y el uso de un transistor con capacitancias de rendimiento pequeñas condujo a un aumento en la estabilidad de frecuencia del GPA. Además, fue posible realizar la compensación térmica solo en un rango: 18 MHz cuando se usa el mismo tipo de capacitores con TKE cercano a cero. El uso del sistema DAC en este receptor destierra por completo la idea de utilizar un sintetizador de frecuencia multidetallado y multiruido. Cabe decir sobre el sistema AGC. Ha sido llevado, si no a la perfección, al resultado deseado (con una base elemental limitada). La capacidad de establecer el umbral para el sistema AGC, la autonomía de operación y la capacidad de leer las lecturas del medidor S independientemente de las posiciones de los controles deslizantes de resistencia que controlan la ganancia, la prevención de clics cuando aparecen señales de pulso potentes en el receptor entrada: estas no son todas las cualidades útiles de este circuito. No hay disipadores de calor en el receptor (a excepción de uno pequeño en el chip DA1). Es posible instalar filtros de dos secciones en la entrada. El uso de un altavoz completo, la lejanía del GPA del altavoz y el transformador de red (para evitar la retroalimentación electromagnética y mecánica no deseada), la capacidad de instalar controles de gran tamaño en el panel frontal, acceso gratuito a elementos de radio ( la escala digital se puede quitar fácilmente (tres tornillos) son muy útiles en este diseño. En una palabra, este diseño es el más perfecto en comparación con mis otros diseños (con una base de elementos ligeramente mayor).
El diagrama de circuito del receptor se muestra en la fig. 1. Es un superheterodino con una conversión de frecuencia.
La señal de radiofrecuencia a través del conector de antena XW1, el condensador C1 y el interruptor SA1.1 ingresa a una parte de la bobina L1, que junto con el condensador variable C4 forma el circuito de entrada. El cambio del receptor de un rango a otro se realiza cerrando la parte correspondiente de las vueltas de la bobina con la sección del interruptor de rango SA1.2. La sección del interruptor SA1.1 en cualquiera de los rangos conecta solo una parte de las vueltas (aproximadamente la mitad) de la bobina del circuito de entrada a la antena, lo que proporciona una coincidencia aceptable con la antena. En el rango de 1,8 MHz, el capacitor C4 está conectado en paralelo con el KPI C2, lo que permite sintonizar este rango de frecuencia mientras se reduce la relación de superposición de frecuencia. Desde el circuito de entrada, la señal de RF a través del condensador C3 se alimenta a la primera puerta del transistor VT1, que opera en la cascada de RF. El voltaje de control AGC se aplica a la segunda puerta de este transistor. Se alimenta a través de la resistencia R4, que se utiliza para ajustar manualmente la ganancia de esta etapa. Desde el URF, la señal se alimenta a un mezclador balanceado de doble puente. Este mezclador incluye dos puentes de diodos VD1-VD4, VD5-VD8, dos transformadores T1, T2 y dos resistencias R7, R8. La presencia de resistencias hace posible llevar a cabo el modo de conmutación de diodos a un voltaje de oscilador local relativamente alto y limitar su corriente en la media onda de voltaje de apertura al valor máximo permitido. Este mezclador es uno de los mezcladores de alto nivel que puede proporcionar un amplio rango dinámico debido al alto voltaje del oscilador local. Las cualidades positivas de este mezclador incluyen un buen desacoplamiento de los circuitos de entrada y heterodino. La señal GPA se alimenta a uno de los devanados del transformador T2, y la señal de radiofrecuencia se alimenta al punto de conexión de los dos devanados del transformador T1. La señal de frecuencia intermedia de 5,5 MHz se toma del cuarto devanado T1, que está conectado en serie con el tercer devanado, lo que asegura una buena adaptación con la entrada de alta resistencia de la etapa siguiente. Además, la señal de FI es amplificada por una cascada hecha en transistores VT2VT3 de acuerdo con un circuito en cascodo, donde VT2 está conectado a una fuente común y VT3 está conectado a una base común. La señal de FI aislada en el circuito L3C13 se alimenta al filtro de selección principal, que se utiliza como un filtro de cuarzo de ocho cristales, hecho de acuerdo con el circuito de escalera. Cuando los contactos del relé K1.1, K2,1, cortocircuito están cerrados. 1, K4.1, el ancho de banda del filtro se reduce de 2,4 a 0,8 kHz. Desde la salida del filtro de cuarzo, la señal IF a través del transformador de adaptación TZ se alimenta al segundo IF, realizado en el transistor VT4 de acuerdo con el circuito de fuente común. El voltaje de control del AGC se suministra a las segundas puertas de los transistores de efecto de campo de ambos amplificadores de FI. La resistencia R69 realiza el ajuste de ganancia manual de las etapas anteriores. Desde el circuito L5C35, la señal IF ingresa al detector de señal SSB, realizado en diodos VD9-VD12 de acuerdo con un circuito balanceado en anillo. A través de la resistencia de equilibrio R23, también recibe una señal de un oscilador local de cuarzo ejemplar con una frecuencia de 5,5 MHz, que se ensambla en un transistor VT13. Desde la salida SSB del detector, la señal 34 a través de un filtro de paso bajo (C37R24C42) y un condensador no polar C40C41 creado artificialmente, necesarios para evitar el desequilibrio del mezclador de anillo con un voltaje constante que puede provenir de la base VT5 cuando el los parámetros del condensador electrolítico C44 cambian con el tiempo, se alimenta a una frecuencia de preamplificador baja, realizada en transistores de bajo ruido VT5 y VT6 de acuerdo con el esquema cascode. El primer transistor está conectado de acuerdo con el esquema con un emisor común, el segundo, con una base común. Desde el colector VT6, la señal 3H pasa por la resistencia de control de ganancia LF R32 hasta el ULF final (DA1), y desde su salida al altavoz BA1 o a los auriculares, según la posición del interruptor SA3. Desde el colector VT6, la señal 3H también ingresa a través de la cascada en el transistor VT7 y el interruptor SA2 al circuito de control automático de ganancia (AGC) realizado en el transistor VT14. Se fabrica un rectificador AGC en los diodos VD17 y VD18.El valor de resistencia R74 determina el umbral para el funcionamiento del sistema AGC, y el valor de la capacitancia C120 determina el tiempo de respuesta. Los diodos VD5, VD6 evitan que VT14 se cierre por completo cuando aparece una señal de pulso potente en la entrada del receptor, lo que evita clics en el altavoz La presencia de la resistencia R68 le permite limitar el voltaje de control del AGC desde arriba, y la resistencia R70, para eliminar el área que no funciona desde la parte inferior.El emisor VT14 incluye un dispositivo de medición PA1 como un medidor S. R71 limita la señal aplicada a PA1 desde arriba, y VD25 crea una no linealidad para señales con niveles altos, lo cual es conveniente al momento de leerlas. El condensador C119 bloquea la interferencia de RF. La entrada "B" se alimenta con un voltaje de control de + 12 V para bloquear el receptor cuando el transmisor está funcionando a la velocidad de transmisión. El generador de rango suave (GPA) está hecho en un transistor VT8. Las ventajas del GPA incluyen el uso de una etapa amplificadora duplicadora y una frecuencia intermedia de 5,5 MHz. Este IF tiene menos puntos afectados en la conversión en comparación con otros valores de IF. El estabilizador de voltaje paramétrico VD14R50 y el capacitor C86 evitan la fuga de voltaje de alta frecuencia en el circuito de alimentación y brindan una mayor estabilidad de los parámetros de la señal de salida. La sección de interruptores SA1.3 conecta capacitores GPA en diferentes rangos de frecuencia, y la sección SA1.4 conecta capacitores C90 y C91, utilizados para obtener el estiramiento necesario en diferentes rangos. La resistencia R44 mejora el desacoplamiento entre el generador y la etapa posterior. Las frecuencias generadas por el GPA se muestran en la Tabla. 1.
Se fabrica un amplificador GPA de banda ancha en el transistor VT9.La baja capacitancia del circuito de puerta y la alta impedancia de entrada de la cascada contribuyen a un buen desacoplamiento del generador de otras cascadas. La salida del amplificador GPA se carga en un filtro de paso bajo elíptico de séptimo orden con un ancho de banda de 7,33 ... 12,668 MHz. La frecuencia de corte del filtro es de 12,72 MHz. Para todos los componentes parásitos del espectro de la señal generada, se proporciona una supresión de más de 35 dB. La salida del filtro de paso bajo está conectada a la entrada de una cascada hecha en los transistores VT10 y VT11, que es un amplificador duplicador conmutable. La conmutación de los modos de esta cascada se realiza utilizando los contactos del relé K5.1. En los rangos 1,9; 3,5; 7; 14; El amplificador-duplicador de 18 MHz funciona como amplificador y, en el resto, como duplicador. Al cambiar del modo de duplicación al modo de amplificación, el colector del transistor VT10 se apaga y el transistor VT11 se cambia al modo lineal de clase A al proporcionar una polarización positiva adicional al circuito base debido a la conexión de la resistencia R57. En el modo de duplicación, la señal del transformador de entrada T5 se suministra en oposición de fase a las bases de los transistores. Los colectores de transistores están conectados en paralelo y cargados en el devanado de entrada del transformador T4. Desde el devanado de salida T4, la señal GPA se alimenta al primer mezclador receptor a través del seguidor del emisor (VT12), y desde su centro (salida "B"), a la escala digital y al accesorio de transmisión. La salida "A" se utiliza cuando se visualiza la respuesta de frecuencia del filtro de cuarzo y su sintonización según el método descrito en [1]. Si se pretende usar el receptor junto con el decodificador transmisor, entonces se debe introducir un sistema de desafinación en el GPA, y cuando se trabaja con modos digitales de comunicación, el sistema TsAPCh [8] Este sistema funciona junto con la escala V. Krinitsky [2], y su funcionamiento se describe detalladamente en [3]. El receptor puede usar no solo esta escala digital, sino también otras, por ejemplo, los autores V. Buravlev, S. Vartazaryan, V. Kolomiytsev [4]. Al utilizar la escala de V. Krinitsky, para la lectura correcta de la frecuencia en los contadores, es necesario escribir los números 945000 en las bandas bajas (hasta 10 MHz inclusive) y 055000 en las bandas altas. En [8] se muestra un fragmento del diagrama del circuito de la línea central con los elementos de registro de los dígitos mencionados anteriormente y un circuito de conmutación para el registro de dígitos en la escala. La fuente de alimentación consta de un transformador de red T6, un puente rectificador VD21-VD24 y un estabilizador realizado en DA2, VT15, VT16 y VT17. El colector del transistor VT17 está "plantado" directamente en la caja del chasis. Hay un voltaje negativo en el emisor de este transistor en relación con el cuerpo, que se puede usar para bloquear adicionalmente las etapas del receptor cuando se usa junto con un transmisor. El coeficiente de estabilización del voltaje de salida de este estabilizador es de al menos 4000. El receptor está fabricado en una carcasa de 290x178x133 mm de duraluminio de 1,5 mm de espesor. El chasis está fabricado en duraluminio de 4 mm de espesor. La vista del chasis desde dos lados se da en [8]. Profundidad del chasis desde abajo - 53 mm. Los compartimentos del GPA, así como el condensador C76, están hechos de placas de duraluminio de 5 y 1,5 mm de espesor. Las piezas de GPA se montan en bastidores hechos de fusibles cerámicos defectuosos (se deben quitar los restos de cables conductores de los fusibles). Los montantes se insertan en huecos perforados (no a través) en el chasis y se aseguran con pegamento Moment. Esta disposición mejora la estabilidad de la frecuencia. Desde abajo, el compartimento GPA está cubierto con una cubierta de duraluminio de 1,5 mm de espesor. Una cubierta similar está cubierta desde arriba y el condensador C76. Los orificios figurados para montar placas de circuito impreso se cortan en el chasis y se hacen orificios roscados MZ para su fijación. Los capacitores C124 y C126 pasan a través de orificios redondos en el chasis. El chip DA1 está equipado con un pequeño disipador de calor. En los circuitos de entrada del receptor, es posible utilizar filtros de dos secciones. Para ello, es posible desplazar el condensador C4 hacia los condensadores de sintonización C55-C65. Se corta un agujero en el lugar desocupado para instalar una placa con filtros. La báscula digital se fija con tres tornillos a los casquillos roscados. En [8] se muestra una vista del panel frontal del receptor. Está fabricado en duraluminio de 2 mm de espesor y pintado con pintura nitro negra. Se pegan a la pintura piezas rectangulares de papel con inscripciones explicativas. Desde arriba, el panel frontal está cubierto con un falso panel de vidrio orgánico transparente e incoloro de 2 mm de espesor, que actúa como un acristalamiento para la balanza digital y, al mismo tiempo, protege las inscripciones de daños. Sobre el falso panel se superpone una capa decorativa de poliestireno blanco de 2 mm de espesor. Las inserciones de plástico coloreado en azul y rojo se pegan en la superposición blanca para enmarcar la escala digital y el medidor S. En el interior de la báscula digital está instalado un filtro de color verde fabricado en plexiglás (2 mm). El altavoz está cubierto con una rejilla roja decorativa. La parte principal de los componentes de radio está instalada en cuatro placas de circuito impreso. Las placas de circuito impreso están hechas de fibra de vidrio de doble cara de 1,5 mm de espesor. La lámina de cobre del lateral de los componentes de la radio no se ha eliminado por completo. En los bordes de los tableros, así como debajo de las particiones de la pantalla, quedan pistas de 3 mm de ancho, a las que se sueldan las pantallas (latón de 0,5 mm de espesor). Las pantallas de caja del filtro de cristal y el oscilador de cristal de referencia son extraíbles. La topología de las placas de circuito impreso se da en [8]. El receptor utiliza componentes de radio ampliamente utilizados. Resistencias de tipo MLT-0,125, MLT-0,5, MLT-1. Resistencias variables - SPZ-9a Los transistores KP350B se pueden reemplazar con KP306, KT339B - con 2T3124A-2, KT342 - con KT306, KT660B - con KT603B, KT608B, KT646B, KT606B - con KT904A, KT312B - con KT306, KT342 25, MP501B - encendido KT1M. Altavoz - cabezal dinámico tipo 50GD1. La lámpara incandescente HL28 se utiliza para una tensión de 28 V (CAM-300), se puede sustituir por varios LED amarillos conectados en serie con resistencias de 500-1 Ohm y colocados alrededor del perímetro del dispositivo RAXNUMX. En este caso, la iluminación del medidor S disminuirá ligeramente, pero se facilitará el régimen térmico del GPA, lo que afectará positivamente la estabilidad de su frecuencia. Relé K1-K5 - Pasaporte RES49 RS4.569.423 o RS4.569.421-00. El receptor utiliza condensadores de tipo KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6. Condensador C80 - grupos PZZ, y C81 - M47. Para sintonizar el receptor en frecuencia y sintonizar su circuito de entrada, se utilizó el llamado pasaporte diferencial KPI ("mariposa") YaD4.652.007 de la estación de radio R-821 (822). Para aumentar la capacidad máxima, sus estatores están conectados entre sí y los rotores están conectados a un cable común. Cabezal de medición RA1 - microamperímetro M476/3 con una corriente de desviación total de la flecha 100 μA (de la grabadora "Romantic-3"). Interruptores SA2, SA3, SA4, SA5, "Encendido. Estabilización" y "Encendido. Desafinación" tipo aplicado VKZZ-B15. En el filtro de cuarzo y el oscilador de cuarzo, se utilizan resonadores de cuarzo del conjunto "Resonadores de cuarzo para radioaficionados" No. 1 (pasaporte IG2.940.006 PS), fabricado por la planta de fabricación de instrumentos de Omsk que lleva el nombre. Kozitsky. Transformador de red Т6 tipo ТН 34-127/220-50. Puede ser reemplazado por cualquier transformador incandescente con una potencia de más de 30 W y que tenga 2-3 bobinados de filamento para una tensión de 6,3 V y una corriente de más de 0,9 A. Si se utilizan los tres bobinados, se recomienda use grifos de cinco voltios. Los datos de bobinado de los contornos se indican en la Tabla. 2. El diseño de la bobina L1 se muestra en la fig. 2
El establecimiento del receptor comienza con la verificación del rendimiento de la fuente de alimentación y el ajuste del voltaje a +12 V con la resistencia R79. Después de eso, todas las etapas se verifican en busca de un cortocircuito en los circuitos de suministro y luego se energizan. A continuación, comienzan a sintonizar los osciladores locales.La sintonización del oscilador local de cuarzo de referencia (VT13) consiste en girar el núcleo de la bobina L12 hasta obtener una generación estable y la máxima amplitud de salida. Al ajustar el núcleo de la bobina L14, la frecuencia de generación se establece detrás de la pendiente inferior de la característica del filtro de cuarzo. En ausencia de generación, se debe verificar la capacidad de servicio de las partes del generador. Por cierto, es recomendable hacer esto con cada pieza (y con las nuevas, especialmente) antes de instalarla en el circuito impreso. La generación en la salida está controlada por un voltímetro RF de alta resistencia o, mejor aún, un osciloscopio, así como un frecuencímetro.
La sintonización del generador de rango suave (VT8) comienza colocando el rango de 18 MHz girando el rotor del capacitor sintonizado C60. El interruptor SA1 se muestra en la posición de 14 MHz. Después del tendido, la compensación térmica se realiza reemplazando los condensadores C80, C81 con la misma capacitancia, pero con diferentes coeficientes de temperatura (TKE). A continuación, el resto de los rangos se colocan de la misma manera que se describe anteriormente ajustando los condensadores C55-C59, C61-C65 y, si es necesario, seleccionando los condensadores C66-C74. Si se utilizan condensadores con TKE cero (el uso de condensadores del tipo KSO con la letra G también da buenos resultados), entonces se puede omitir la compensación térmica en estos rangos. Al seleccionar los valores de los condensadores C90, C91, se realiza el estiramiento necesario sobre los rangos (según las posiciones del interruptor SA1.4) para que el margen de superposición sea del 10-15%. La colocación de frecuencias por rangos se realiza de acuerdo con la tabla. 1. Luego, configure una cascada hecha en el transistor VT9 seleccionando el valor de la resistencia R49 de acuerdo con la señal máxima en el drenaje de este transistor (la forma es una sinusoide regular). Lo hacen de esta manera: reemplace temporalmente R49 con una resistencia variable con un valor nominal de 47 kOhm (los conductores de conexión deben ser lo más cortos posible), configure la cascada y luego, después de medir el valor de la resistencia obtenida, reemplace con una resistencia constante de valor cercano. El filtro de paso bajo se ajusta girando los núcleos de las bobinas L9, L10, L11 para obtener una característica uniforme en la banda de frecuencia 7,33-12,668 MHz. La frecuencia de corte debe ser de 12,72 MHz. Controle la configuración con un medidor de respuesta de frecuencia o un osciloscopio. A continuación, sintonice el amplificador/duplicador (VT10, VT11).La sintonización comienza en el modo de duplicación en el rango de 28 MHz seleccionando el valor de la resistencia R56 hasta obtener la máxima amplitud de la señal de la forma sinusoidal correcta en la salida. ("B"). Luego, SA1 se cambia a un rango de 1,9 MHz, en el que esta etapa opera en modo de amplificación. El ajuste se realiza seleccionando el valor de la resistencia R57 hasta obtener la señal máxima en la salida "B" de la forma sinusoidal correcta. El seguidor de emisor (VT12) se sintoniza seleccionando el valor de la resistencia R61 hasta obtener una señal máxima de la forma sinusoidal correcta en su emisor. Si hay una amplitud desigual de la señal de salida del GPA, entonces la rotación de los núcleos de las bobinas L9, L10, L11 debería eliminar este último. Si en la salida del GPA hay distorsiones de señal en forma de meandro o la amplitud de la señal es superior a 4 V (efectivo), entonces es necesario aumentar el valor de la resistencia R44. Al establecer sistemas de desafinación el control deslizante de la resistencia R12 se establece en la posición media y, al seleccionar el valor de la resistencia R11, las frecuencias coinciden cuando la desafinación está activada y desactivada. Al ajustar la resistencia R9, se igualan las frecuencias de transmisión y recepción. Al seleccionar el valor de la resistencia R3, las frecuencias se igualan con y sin el sistema DAC encendido. Verificar el desempeño del amplificador de baja frecuencia se reduce a monitorear el voltaje en el pin 12 del chip DA1. Debe ser igual a la mitad de la tensión de alimentación. Una señal con una frecuencia de 1 kHz y un voltaje de 20 mV se alimenta a la entrada ULF. Al cambiar la frecuencia del generador en el rango de audio, se aseguran de que no haya distorsiones de señal notables en la salida ULF al controlarlo con un osciloscopio. Las características en la región de alta frecuencia se corrigen mediante la selección de los condensadores C51, C52, C53. El ULF preliminar se ajusta seleccionando la resistencia R25 hasta que se obtiene la señal de salida máxima en ausencia de distorsión perceptible visualmente. Después de ULF, comienzan a configurar el IF (VT2, VT3. VT4). Una señal con una frecuencia de 5,5 MHz y una tensión de 10 mV (no modulada) se suministra desde el GSS a la salida inferior del condensador C9 según el circuito a través de un condensador con una capacidad de 5 ... 10 pF. Además, girando los núcleos de las bobinas L3, L5 a su vez, logran la señal máxima en la salida ULF. El filtro de cristal debe estar en modo de banda ancha, la resistencia R69 debe estar en la posición de máxima ganancia. Al girar el núcleo de la bobina L14 en el oscilador local de cuarzo de referencia, se logra un tono de señal de salida de aproximadamente un kilohercio. La instalación final del láser y el ajuste del filtro de cuarzo se lleva a cabo después de que el receptor se haya sintonizado por completo. A medida que se acercan a las lecturas de salida máximas al configurar L3, L5, el voltaje del generador en la entrada debe reducirse gradualmente. A continuación, la señal GSS se alimenta a la entrada de la antena con una frecuencia correspondiente al rango seleccionado y, al ajustar el condensador C4, se logra la señal de salida máxima. En este caso, el control deslizante de la resistencia R4 "URCh" debe estar en la posición correspondiente a la ganancia máxima (abajo en el diagrama). En la banda de 1,9 MHz, puede ser necesario seleccionar el condensador C2. Después de eso, proceda a configurar el filtro de cuarzo. Para hacer esto, una señal del GSS o del transceptor (el vernier del transceptor le permite cambiar la frecuencia muy suavemente) se alimenta a la entrada de antena del receptor WV1 con una frecuencia del rango seleccionado y un voltaje de 0,3 µV. Al cambiar suavemente la frecuencia de recepción del receptor sintonizado, las lecturas del medidor S y las lecturas correspondientes de la escala digital se toman y registran en una tabla. Luego, de acuerdo con esta tabla, dibuje un gráfico de la respuesta de frecuencia del filtro. Las lecturas del medidor S se trazan verticalmente (en unidades relativas) y horizontalmente, la frecuencia cada 200 Hz. La forma de la respuesta de frecuencia se utiliza para juzgar la calidad del filtro. Si la característica tiene grandes irregularidades (atenuación de más de 6 dB, bloqueos y jorobas) o un ancho de banda pequeño (menos de 2 kHz), o un factor de cuadratura insatisfactorio (peor que 1,4 a niveles de -80/-3 dB), entonces el El filtro debe ajustarse cambiando alternativamente los valores de sus condensadores. El control se lleva a cabo mediante el análisis de trazados repetidos de la respuesta de frecuencia. Si no es posible obtener una respuesta de frecuencia aceptable, se debe reemplazar el cuarzo. En el modo de banda estrecha (los contactos SA4 están cerrados), el filtro se ajusta seleccionando los condensadores C18, C22, C26, C29, logrando el estrechamiento de la banda. Un ancho de banda de 0,8 kHz es óptimo para este diseño de filtro. La forma más fácil de ajustar el filtro es usar un medidor de respuesta de frecuencia (AFC). Para ver la respuesta de frecuencia del filtro (así como su configuración), puede utilizar el método descrito en [1]. Finalmente, la frecuencia del oscilador local de cuarzo de referencia se establece después de sintonizar el filtro de cuarzo sintonizando L14, detrás de la pendiente inferior de la respuesta de frecuencia. El detector de SSB se equilibra ajustando la resistencia R23 al mínimo de la señal OCG (5,5 MHz) en la resistencia R24, mientras que el condensador C37 debe desconectarse durante el procedimiento de equilibrado (no olvide volver a conectarlo más tarde). La configuración del sistema AGC consiste en seleccionar el valor del condensador C120, del cual depende su tiempo de respuesta. La selección de este condensador se realiza en un modo de banda ancha de acuerdo con la mejor correspondencia entre el movimiento de la aguja del dispositivo PA1 y los cambios en las señales y la suficiencia del tiempo para mantener la aguja en los máximos de señal para permitir la lectura visual del dispositivo. En este caso, se logra la necesaria suavidad del cambio en el factor de amplificación de la FI. Cuando el dispositivo RA1 se sale de escala en los picos de las señales, es necesario reducir el valor de la resistencia R71. Al seleccionar la resistencia R74, se logra el nivel requerido del umbral de operación del sistema AGC y la resistencia R68: la ganancia máxima en el IF cuando la perilla R69 se establece en la posición de ganancia máxima. En este caso, el voltaje constante en las segundas puertas VT1, VT2, VT4 no debe exceder los +5 V. Al seleccionar la resistencia R70, se elimina la sección que no funciona de la resistencia R69 (cuando la ganancia de IF no cambia cuando el se gira la perilla R69). Literatura
Autor: V. Rubtsov (UN7BV), Astana, Kazajstán
El ruido del tráfico retrasa el crecimiento de los polluelos
06.05.2024 Altavoz inalámbrico Samsung Music Frame HW-LS60D
06.05.2024 Una nueva forma de controlar y manipular señales ópticas
05.05.2024
▪ Las neuronas cambian su propio ADN ▪ Los robots juegan en la arena.
▪ sección del sitio Reguladores de potencia, termómetros, termoestabilizadores. Selección de artículos ▪ artículo Planificación empresarial. Cuna ▪ artículo ¿Por qué se llama así a la Casa Blanca? Respuesta detallada ▪ artículo Mordeduras de animales. Cuidado de la salud
Hogar | Biblioteca | Artículos | Mapa del sitio | Revisiones del sitio
www.diagrama.com.ua |
Ver otros artículos sección 
Últimas noticias de ciencia y tecnología, nueva electrónica:
Todos los idiomas de esta página