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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Filtros activos en transistores de efecto de campo. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Audio El artículo propone filtros activos simples basados en los seguidores de origen. El bajo nivel de distorsión y su bajo orden, característicos de estos filtros, contribuyen a lograr la pureza del sonido de señales musicales espectralmente ricas. Esto les permite competir con éxito con filtros activos basados en amplificadores operacionales. Las ventajas de los componentes de equipos de audio basados en transistores de efecto de campo incluyen el bajo nivel de distorsiones armónicas y de intermodulación que introducen en las señales amplificadas. Gracias a esta circunstancia, los diseñadores utilizan cada vez más estos transistores en las etapas de salida del UMZCH. Sin embargo, estos dispositivos rara vez se utilizan en etapas preliminares, principalmente en desarrollos de aficionados. ¡Y en vano! Su uso permite crear dispositivos de diseño simple sin retroalimentación general, creando un cálido sonido de “tubo”. El coeficiente armónico de los amplificadores, incluso con OOS local, no supera el 0,1...0,3%, los armónicos de alto orden están prácticamente ausentes. Las ventajas de los transistores de efecto de campo son especialmente pronunciadas en diseños sencillos. Es cierto que en este caso se hace evidente su principal inconveniente: una dispersión tecnológica bastante grande de sus propios parámetros. Como resultado, normalmente se requiere una personalización individual de cada producto. Esto no es un obstáculo para los radioaficionados, pero los dispositivos con el circuito más simple son de poca utilidad para la producción en masa. Sin embargo, esta circunstancia también se puede tener en cuenta: en la producción a pequeña escala de un diseño que funcione bien, basta con utilizar transistores del mismo lote; dentro de un paquete, la variedad de parámetros no es tan grande. La condición principal que se impuso al desarrollar los filtros propuestos fue una alta linealidad para señales con niveles de hasta cientos de milivoltios en una amplia banda de frecuencia con la extrema simplicidad del dispositivo. Si utiliza transistores de canal P con un voltaje de corte inferior a -3 V (KPZ0ZG, KPZ0ZE), el modo de funcionamiento requerido con suministro unipolar se logra sin polarización en la puerta. En este caso no es necesario un condensador de desacoplamiento en la entrada de la cascada. Y esto mejora aún más la calidad del sonido. Los modos en cascada (Fig. 1) para corriente continua y el coeficiente de transmisión se pueden calcular utilizando el método de aproximación lineal [1]. Este método es mucho más simple y visual que el dado en [2] y proporciona casi los mismos resultados.
Para el cálculo es necesario conocer la pendiente de la característica S del transistor, y es aconsejable utilizar no un valor de referencia, sino un valor real. Sin embargo, la medición directa de la pendiente en condiciones de aficionados es difícil. La aproximación lineal permite utilizar parámetros que son más convenientes para la medición para determinar la estructura: la corriente de drenaje inicial Iin y el voltaje de corte Uots. La pendiente de la característica en este caso está determinada por la fórmula: S= Es empezar/Nosotros. La resistencia de la resistencia en el circuito fuente Ri se puede seleccionar aproximadamente a partir de la relación Ri = (3...6)/S. El voltaje de salida de la cascada del drenaje VT1 se puede determinar aproximadamente a partir de la relación Uout = UBXSRC/(1+SRi), y el voltaje de la señal en la fuente, usando la fórmula Uout = UBXSRi/(1+SRi), donde S es la transconductancia del transistor; Ri, RC: resistencias en los circuitos de fuente y drenaje (en la Fig. 1 - R3 y R2, respectivamente). El diseño más simple es un filtro de paso alto de segundo orden basado en un seguidor de fuente (Fig. 2). Las desventajas de este filtro están relacionadas con su bajo coeficiente de transmisión. Este parámetro depende de la pendiente de la característica y para transistores de efecto de campo de baja potencia comunes con S = 3...7 mA/V será 0,8...0,85. Por lo tanto, los valores calculados (para un coeficiente de transmisión unitario) de los elementos de ajuste de frecuencia deben ajustarse o usarse fórmulas que tengan en cuenta el coeficiente de transmisión real para el cálculo [3].
Entonces, con las capacidades de las piezas indicadas en el diagrama, la frecuencia de corte calculada es 72 Hz y la real es 85...90 Hz. Aunque la relación de valores R2/R1 - 2 corresponde al filtro Butterworth, la frecuencia de corte es ligeramente mayor que la calculada y la inflexión de la respuesta de frecuencia es más suave. Para aumentar la pendiente de la respuesta de frecuencia en el área de inflexión, la resistencia R1 debe reducirse de modo que la relación R2/R1 sea 3...10. La frecuencia de corte se puede cambiar cambiando proporcionalmente la resistencia de las resistencias R1, R2 o la capacitancia de los condensadores C1, C2. La señal a la salida de dicho filtro se debilita entre 2...2,5 dB, mientras que la capacidad de sobrecarga de la cascada es baja. En tales condiciones, el voltaje de salida máximo no distorsionado no excederá los 500 mV. Para superar estas deficiencias, se puede utilizar una cascada combinada de la estructura "fuente común - colector común" (Fig. 3), pero la señal en la salida de dicho filtro se invertirá.
El uso de un seguidor de emisor en la salida del filtro redujo la impedancia de salida a aproximadamente 50 ohmios y mejoró significativamente la capacidad de carga. Con las clasificaciones de elementos indicadas en el diagrama, la frecuencia de corte es de aproximadamente 80 Hz. La ganancia (2...3 dB) depende de las características del transistor de efecto de campo utilizado y de la resistencia de la resistencia R3. Configurarlo se reduce a seleccionar su valor de modo que el voltaje en el emisor del transistor VT2 sea aproximadamente igual a la mitad del voltaje de suministro. Si tiene un osciloscopio, es mejor elegir el valor de resistencia exacto en función de la simetría de la limitación de la señal de salida. Las consideraciones anteriores se aplican al cálculo de la frecuencia de corte y el tipo de filtro. Para simular filtros es conveniente utilizar el programa Microcap. Para aumentar aún más la pendiente de la respuesta de frecuencia, se puede utilizar un circuito de retroalimentación de dos enlaces. En la Fig. La Figura 4 muestra un diagrama de un filtro de bloqueo para frecuencias infrabajas con Fcp = 25 Hz, y en la Fig. 5 - su respuesta de frecuencia.
A partir de la estructura considerada, es posible crear un filtro de paso de banda, que es necesario a la hora de crear sistemas con amplificación multibanda. El diagrama de dicho filtro se muestra en la Fig. 6.
Entre las etapas se conecta un filtro de paso bajo pasivo sintonizable de primer orden R5C3. Esta simplificación del diseño del filtro fue posible porque la respuesta de frecuencia de los cabezales dinámicos de baja frecuencia en la región de alta frecuencia ya ha disminuido y, en la mayoría de los casos, solo queda igualar la banda de paso del amplificador. La respuesta de frecuencia del filtro en las posiciones extremas del regulador se muestra en la Fig. 7.
Configurar un filtro es similar a las opciones de filtro que ya se analizan en el artículo. Debe tenerse en cuenta que el límite superior de ajuste del ancho de banda está determinado por la resistencia de salida de la etapa en el transistor de efecto de campo, y ésta, a su vez, está determinada por la resistencia de la resistencia R4. Un ejemplo del uso combinado de los filtros descritos se muestra en la Fig. 8. Este es un bloque para formar las bandas LF y MF-HF de los canales estéreo izquierdo y derecho, así como la señal total (monofónica) para el subwoofer. La separación de las bandas de frecuencias medias y altas se realiza mediante filtros pasivos en la salida del amplificador. Los circuitos de filtro de canal son idénticos a los comentados anteriormente, por lo que nos centraremos sólo en el filtro que selecciona la señal de baja frecuencia para el subwoofer.
La primera etapa, un sumador en dos transistores de efecto de campo con una carga común R18, es similar a la descrita en [4]. El filtrado principal se realiza mediante un filtro de paso bajo activo de segundo orden, implementado en el seguidor de emisor VT7. La frecuencia de corte se puede ajustar de 40 a 160 Hz usando una resistencia variable dual (R20.1, R20.2). El condensador C8, junto con la resistencia de salida de la primera etapa, forma un filtro de paso bajo de primer orden con una frecuencia de corte de aproximadamente 180 Hz. Esto casi no afecta la respuesta de frecuencia en la banda de paso, pero mejora la supresión de componentes fuera de banda. Dependiendo de la ubicación del subwoofer en relación con los altavoces izquierdo y derecho y el oyente, el cambio de fase de las señales en la posición de escucha puede distorsionar la imagen del sonido (el efecto de "desenfoque" o "retraso" de los graves). Para corregir el cambio de fase en el canal del subwoofer, se introduce un regulador con amplificador operacional DA1. Se instala un filtro de condensador de diodo VD1C11 en el circuito de alimentación. El siguiente diseño está especialmente diseñado para sistemas de audio de automóviles. El hecho es que una resonancia bastante notable del interior, que se manifiesta en un característico "zumbido" en los sonidos graves, molesta a los audiófilos exigentes sobre ruedas. Las mediciones de respuesta de frecuencia muestran una “joroba” que oscila entre 120 y 160 dB en frecuencias de 3...8 Hz. Para corregir la respuesta de frecuencia en este caso, conviene utilizar un filtro de muesca en lugar de un ecualizador. El diagrama de dicho filtro activo para un canal se muestra en la Fig. 9 [5].
La primera etapa es un amplificador de carga compartida. Su tarea es crear voltajes antifase para alimentar el enlace del filtro C2C3R4R5. En la posición derecha del interruptor de llave SA1 en el diagrama, se forma un puente de Viena inverso con una atenuación de aproximadamente 3 dB. En la posición izquierda del interruptor, se suministran voltajes antifase al filtro y la atenuación en la frecuencia de sintonización aumenta a 5...6 dB. El valor exacto de atenuación depende de la transconductancia del transistor y de la relación de las resistencias R2 y R3. Si los iguala, la atenuación será máxima (hasta 8 dB), pero la señal de salida se atenuará con respecto a la entrada entre 3 y 4 dB. El diagrama muestra la variante óptima de denominaciones. Dado que la impedancia de entrada del dispositivo es muy alta, es mejor instalar el filtro cerca de la fuente de señal para evitar interferencias en la entrada. La impedancia de salida del filtro es de aproximadamente 50 ohmios, que es mucho menor que la de la mayoría de las unidades principales. Esto eliminará la influencia de la capacitancia del cable de conexión, de modo que el filtro realice simultáneamente las funciones de un dispositivo de adaptación. La carcasa debe ser de metal, de lo contrario tendrás que equiparla con una pantalla de lámina de cobre en su interior y conectarla a un cable común. La respuesta de frecuencia del filtro (ver fig. 9) se muestra en la fig. diez.
Como puede ver, esto ya no es sólo un filtro, sino un verdadero "ecualizador de ambiente". En los modelos "superiores" de amplificadores Mcintosh se utiliza un dispositivo con el mismo nombre y una respuesta de frecuencia muy similar, pero el circuito es más complicado... Además de los dispositivos indicados en los diagramas, puede utilizar transistores KPZ0ZV-KPZ0ZZH, KT3102 (con cualquier índice de letras) u otras estructuras npn con h21e > 50. En el regulador de fase, puede utilizar cualquier amplificador operacional ajustado. para ganar unidad. Los condensadores de óxido deben tener una tensión de funcionamiento de al menos 16 V. La elección de otras piezas no es crítica. Literatura
Autor: A. Shikhatov, Moscú
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