UMZCH superlineal con profunda protección ambiental. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.

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¿Es posible crear un amplificador utilizando componentes domésticos que pueda competir con éxito con cualquier marca? El autor del artículo publicado respondió afirmativamente a esta pregunta. Además, en la UMZCH utilizó transistores bipolares y amplificadores operacionales.

Utilizando componentes domésticos, este amplificador ultralineal con retroalimentación de banda ancha y profunda proporciona potencia a largo plazo de hasta 150 W en una carga de 4 ohmios. Al utilizar componentes importados, puede aumentar la potencia en una carga de 8 ohmios a 250 W. Es capaz de manejar cargas complejas y tiene protección contra sobrecargas de entrada y salida. Las distorsiones de intermodulación del UMZCH son tan pequeñas que el autor se vio obligado a medirlas en radiofrecuencias. El diseño y la placa de circuito impreso desarrollados por el autor proporcionan un modelo para aprender a “cablear” la instalación de dispositivos de banda ancha.

Hace algún tiempo, la opinión predominante entre los audiófilos y radioaficionados era que un UMZCH verdaderamente de alta calidad debía fabricarse con válvulas. Se han expresado muchas opiniones como justificación. Sin embargo, si descartamos los completamente inverosímiles, solo quedarán dos. En primer lugar, la distorsión introducida por un amplificador de válvulas es agradable al oído. En segundo lugar, las no linealidades en los amplificadores de válvulas son "más suaves" y producen significativamente menos productos de intermodulación.

Hay que decir que ambas cosas quedan confirmadas por la práctica. Además, desde hace mucho tiempo existe un dispositivo especial de procesamiento de sonido: un excitador, cuya acción se basa precisamente en introducir distorsiones de orden uniforme en la parte de alta frecuencia del espectro. En algunos casos, el uso de un excitador permite mejorar el desarrollo de los instrumentos y voces del segundo y tercer plan, y agregar profundidad adicional al escenario sonoro. Un efecto similar en un amplificador puede resultar agradable y, a veces, incluso útil. Sin embargo, introducir distorsiones "que suenan bien" es aún más prerrogativa del ingeniero de sonido que del propio UMZCH. En cuanto a conseguir la fidelidad de la reproducción del sonido, desde este punto de vista es necesario esforzarse en eliminar las distorsiones introducidas por amplificadores y altavoces. El tema de la reducción de la distorsión introducida por los altavoces se abordó anteriormente en el artículo [1]. Aquí hablaremos de UMZCH "clásicos" con baja resistencia de salida, ya que siguen siendo más versátiles que los UMZCH con salida "actual".

A primera vista, podría parecer que con el estado actual de la técnica, diseñar un amplificador para que sea "transparente" no es nada difícil, y el debate sobre este problema es sólo fruto de la exageración publicitaria. Esto es en parte cierto: si organizas la producción en masa de un UMZCH impecable, después de un tiempo la industria que produce estos amplificadores, en mi opinión, simplemente se quedará sin ventas.

El autor de estas líneas tuvo que desarrollar amplificadores de precisión de válvulas y transistores para equipos de medición, reparar y configurar diversos equipos, principalmente de fabricación extranjera. Naturalmente, se midieron parámetros y se evaluaron estructuras. Y no solo utilizando métodos estándar (para tecnología de audio), sino también más informativos, en particular, analizando el espectro de la señal de salida con una señal de entrada multitono (en este caso, una señal que consta de una suma de A la entrada del amplificador se suministran sinusoides de amplitud aproximadamente igual con frecuencias proporcionales a un cierto conjunto de números primos relativos, es decir, números que no tienen factores comunes.)

Una técnica similar se utiliza ampliamente para controlar los amplificadores utilizados en la tecnología de comunicación por cable de larga distancia, ya que los requisitos de "no contaminación" del espectro de la señal que los atraviesa son muy estrictos (miles de estos amplificadores están conectados en serie en comunicación líneas y se resumen sus distorsiones). Como ejemplo: los amplificadores para el sistema K-10800 tienen un nivel de distorsión de intermodulación inferior a -110 dB en una banda de frecuencia de aproximadamente 60 MHz.

Está claro que obtener tales características no es fácil: las calificaciones de los desarrolladores de tales amplificadores deben ser muy altas. Desgraciadamente, las empresas de audio parecen contentarse con desarrolladores menos cualificados, con la posible excepción de Rupert Neve, diseñador de las consolas de grabación Neve y Amek. Observo que el último control remoto Niva (9098i), que recibió elogios entusiastas de los profesionales de la grabación, es completamente semiconductor y sus amplificadores tienen una profundidad OOS muy grande. Cabe destacar que en un momento Niv desarrolló muchos controles remotos para lámparas, la mayoría de los cuales se consideraban estándar.

Teniendo esto en cuenta y siendo una persona meticulosa, el autor llegó a la conclusión de que en muchos casos la calidad real de funcionamiento de la mayoría de los UMZCH de semiconductores y tubos resulta ser mucho peor que lo que se desprende de los resultados de las mediciones utilizando métodos estándar para audio. equipo. Se sabe que muchos de ellos fueron adoptados bajo la presión de circunstancias comerciales y están muy lejos de la realidad de la vida.

Un buen ejemplo es la lista de requisitos para un método de medición de ruido presentada por R. Dolby en su artículo que describe su técnica propuesta CCIR/ARM2K. El segundo elemento de esta lista es “...aceptabilidad comercial: ningún fabricante aceptará utilizar una nueva técnica si las cifras obtenidas durante la medición son peores que las existentes...”. La sustitución del medidor de pico por un medidor de valor medio rectificado, propuesta por R. Dolby, mejoró los parámetros en aproximadamente 6 dB, y reduciendo a la mitad el coeficiente de transmisión del filtro de ponderación condujo a una "ganancia" total de 12 dB. No es de extrañar que esta técnica fuera bien recibida por muchos fabricantes.

A menudo se hace una "finta" similar al medir distorsiones no lineales: la entrada hecha en la hoja de datos del amplificador - "0,005% THD en el rango de frecuencia 20 Hz - 20 kHz" generalmente solo significa que los armónicos de la señal con una frecuencia de 1 kHz dentro de la banda de frecuencia mencionada no debe exceder el valor especificado, pero esto no dice nada sobre la distorsión a una frecuencia de, digamos, 15 kHz. Algunos fabricantes creen que es completamente innecesario conectar la carga al amplificador al medir la distorsión, y en el pasaporte indican en letra pequeña: “... a un voltaje de salida correspondiente a la potencia de XX vatios con una carga de 4 ohmios. ...”.

Tampoco es nada raro que un amplificador que tiene, según la especificación, “menos del 0,01% THD” a una frecuencia de 1 kHz, funcionando bajo carga real (con cables y sistema de altavoces), muestre distorsión de intermodulación según el estándar SMPTE muy suave (dos señales sinusoidales con frecuencias de 60 Hz y 7 kHz, la relación de sus amplitudes es 4:1, y el resultado de la medición es la magnitud relativa de la modulación de la amplitud de la señal de alta frecuencia - baja frecuencia) a un nivel de 0,4...1%, y a veces más. En otras palabras, la distorsión de intermodulación incluso a frecuencias moderadamente altas cuando se opera con una carga real resulta ser mucho mayor que el notorio factor de distorsión armónica. Un fenómeno similar es típico de muchos UMZCH de válvulas cubiertos por retroalimentación de voltaje.

Al analizar el espectro de una señal multitono amplificada por dicho amplificador, se revelan muchos componentes combinacionales. Su número y potencia total aumentan con un aumento en el número de componentes de la señal de entrada casi según una ley factorial, es decir, muy rápidamente. Al reproducir música de oído, se percibe como un sonido "sucio", "opaco", normalmente llamado "transistor". Además, la dependencia del nivel de distorsión del nivel de la señal no siempre es monótona. Sucede que cuando disminuye el nivel de la señal útil, la potencia de los productos de distorsión no disminuye.

Está claro que en tales dispositivos el conjunto de características del amplificador (distorsión armónica, banda de frecuencia) no indica nada más que el ingenio del fabricante. Como resultado, el consumidor medio a menudo se encuentra en la situación de ser un comprador “cerdo en el bolso”, ya que de alguna manera es imposible escuchar normalmente (comparando con contraste) antes de comprar. Por supuesto, no todo es tan sombrío: en cuanto al color de la carcasa, las dimensiones y el peso, casi todas las empresas que valoran su marca se comportan de manera impecable.

Esto de ninguna manera significa que no haya UMZCH en el mercado que merezcan atención; hay pocos, pero existen. De todos los amplificadores industriales con los que el autor tuvo la oportunidad de trabajar, el viejo Yamaha M-2 parecía el más "preciso" (ahora no se fabrica nada parecido en Japón). Su precio, sin embargo, es considerable y no está diseñado para una carga de 4 ohmios; además, los transistores de salida que contiene funcionan en violación de los requisitos de las especificaciones. Entre los aficionados, el amplificador de A. Vitushkin y V. Telesnin causó muy buena impresión [2]. Funciona claramente mejor (“más transparente”) que el UMZCH VV [3]. Otro buen amplificador es M. Alexander de PMI [4].

Sin embargo, todos estos amplificadores no aprovechan plenamente las capacidades de la base de elementos en términos de nivel real de distorsión, rendimiento y reproducibilidad. Por estas razones, así como por razones de prestigio de la ingeniería, el autor de este artículo optó por desarrollar su propia versión del UMZCH, que reflejaría las capacidades reales de la base de elementos (incluidas las disponibles en Rusia y la CEI) y ser fácil de replicar. Al mismo tiempo, se desarrolló una versión "comercial" utilizando componentes importados, con capacidades aún mayores y mayor potencia de salida.

El objetivo principal del desarrollo no era tanto lograr altas características de “pasaporte”, sino garantizar la mayor calidad posible en condiciones reales de funcionamiento. Se obtuvieron automáticamente valores de parámetros excepcionales como resultado de la optimización del circuito y el diseño.

La característica principal del UMZCH propuesto es la banda ancha, que se logra mediante una serie de medidas de circuito y diseño. Esto hizo posible obtener una frecuencia de ganancia unitaria en el bucle OOS de aproximadamente 6...7 MHz, que es un orden de magnitud mayor que en la mayoría de los otros diseños de UMZCH. Como consecuencia, la profundidad OOS alcanzable en toda la banda de frecuencia de audio es de más de 85 dB (a una frecuencia de 25 kHz), a una frecuencia de 100 kHz la profundidad OOS es de 58 dB y a una frecuencia de 500 kHz - 30 dB. . El ancho de banda a máxima potencia supera los 600 kHz (con una distorsión de aproximadamente el 1%). A continuación se muestran las características principales del UMZCH (al medir la distorsión y la velocidad de respuesta, el filtro de entrada y el dispositivo de limitación suave están desactivados).

El amplificador (Fig.1) consta de los siguientes componentes: un filtro de paso bajo de entrada de segundo orden con una frecuencia de corte de 48 kHz, un limitador de nivel de señal "suave", el amplificador de potencia en sí, un circuito LRC de salida y también como etapas de equilibrio automático de CC y compensación de resistencia del cable (diagrama de conexión de carga de cuatro cables). Además, se proporciona un amplificador de señal auxiliar en el punto sumador del UMZCH. La aparición de un voltaje notable en la entrada inversora de un amplificador cubierto por un bucle de retroalimentación paralelo indica una violación del seguimiento en el bucle de retroalimentación y, en consecuencia, distorsión, sin importar las razones por las que sean causadas. Este amplificador adicional amplifica la señal de distorsión al nivel necesario para operar el indicador de distorsión.

La ruta de señal del amplificador utiliza el amplificador operacional KR140UD1101, que rara vez se utiliza en equipos de audio, pero que, a pesar de su larga historia de desarrollo (Bob Dobkin desarrolló su prototipo LM118/218/318 a principios de los años 70), tiene un combinación única de características. Por lo tanto, la capacidad de sobrecarga para una señal de entrada diferencial del K(R)140UD11(01) es 40 veces mejor que la de los amplificadores operacionales de “sonido” tradicionales. Al mismo tiempo, tiene una excelente velocidad de respuesta y producto ganancia/ancho de banda (50x106 Hz a 100 kHz). Además, este amplificador operacional se recupera de sobrecargas muy rápidamente y su etapa de salida opera con una gran corriente de reposo y tiene una alta linealidad incluso antes de la cobertura de retroalimentación. Su único inconveniente es que la densidad espectral del ruido EMF de este amplificador operacional es aproximadamente cuatro veces mayor que el promedio de los dispositivos de bajo ruido. En UMZCH, sin embargo, esto no importa mucho, ya que la relación señal-ruido máxima no es peor que 110 dB, lo cual es suficiente para una potencia determinada. En la ruta de la señal, los amplificadores operacionales se utilizan en una conexión inversora para eliminar la distorsión causada por la presencia de voltaje de modo común en las entradas.

El amplificador de potencia en sí está construido de acuerdo con una estructura "clásica" mejorada [3, 5]: se incluye un amplificador operacional en la entrada para garantizar una alta precisión, seguido de un amplificador de voltaje simétrico basado en un "cascodo roto" y una salida. etapa basada en un seguidor de emisor de tres etapas. Gracias a mejoras y medidas de diseño aparentemente menores (Fig. 2), la calidad del sonido real y la reproducibilidad de los parámetros de este amplificador han mejorado radicalmente en comparación con [3, 5, 6].

La etapa de salida, diseñada para una carga de 4 ohmios, utiliza al menos ocho transistores en el brazo. A pesar de la aparente redundancia y complejidad, esta solución es absolutamente necesaria cuando se trabaja con una carga realmente compleja por dos razones. La primera, y la más importante, es que cuando se opera una carga compleja, la potencia instantánea liberada en los transistores de salida aumenta considerablemente.

En la Fig. La Figura 3 muestra gráficas de la potencia instantánea disipada en los transistores de salida versus el valor instantáneo del voltaje de salida para diferentes cargas (curvas 1-3) a un voltaje de suministro de +40 V. La curva 1 corresponde al funcionamiento del PA en un carga puramente activa con una resistencia de 0,8 del nominal (es decir, 3,2 ohmios), curva 2 - para una carga compleja con un módulo de impedancia de 0,8 del nominal y un ángulo de fase de 45 grados. (requisito OST.4.GO.203.001-75) y curva 3, en un ángulo de fase de 60 grados. Se puede ver en los gráficos que cuando se opera con una carga compleja, la potencia máxima disipada por los transistores de salida es de 2,5 a 3 veces mayor que con una carga resistiva de magnitud similar.

Esto en sí mismo es un problema, pero el mayor problema es causado por el hecho de que la potencia máxima disipada por los transistores cuando se opera una carga compleja ocurre en momentos en que el voltaje de salida es cercano a cero, es decir, cuando se aplica un voltaje de alimentación alto. a los transistores. El módulo de impedancia de algunos altavoces puede disminuir de 4 a 1,6 ohmios (en una determinada banda de frecuencia) y el ángulo de fase puede aumentar hasta 60 grados. [7]. Esto duplica la disipación de potencia en comparación con la curva 3.

Para los transistores bipolares, es muy importante a qué voltaje se disipa la potencia a través de ellos: a medida que aumenta el voltaje, la disipación de potencia permitida disminuye significativamente debido a la aparición de "puntos calientes" causados ​​​​por la inestabilidad térmica local, lo que lleva a la degradación de los parámetros y avería secundaria. Por tanto, para cada tipo de transistor existe un área de modo seguro (ROA), dentro de la cual se permite su funcionamiento. Así, para KT818G1/819G1 (tienen el mejor OBR entre los transistores complementarios domésticos de alta potencia), la disipación máxima de potencia a un voltaje de 40 V y una temperatura de carcasa de 60...70 ° C no es 60, sino 40 W. ; a una tensión de 60 V, la disipación de potencia permitida cae hasta 32 W, y a una tensión de 80 V, hasta 26 W.

Para mayor claridad, en la Fig. La figura 3 muestra la curva 4, que muestra las capacidades de disipación de potencia de estos transistores dependiendo del voltaje de salida del amplificador. Se puede observar que incluso cuando se trabaja con una carga puramente activa, es necesario incluir al menos dos dispositivos en paralelo en el brazo. Los transistores de efecto de campo de potencia (MOSFET, MOSPT) tienen más OBR, pero su grado de complementariedad es mucho peor que el de los bipolares. Esto lleva al hecho de que la distorsión de la etapa de salida MOS-FET a niveles de señal bajos (debido a la expansión del voltaje umbral, así como a una mayor resistencia de salida) y altas frecuencias (debido a la fuerte asimetría de capacitancias y transconductancia) resulta ser varias veces mayor que con una cascada de transistores bipolares correctamente diseñada. Sin embargo, un UMZCH con una etapa de salida fabricada en un MOSFET resulta más barato de producir en el extranjero que uno bipolar. La razón es que los precios de los potentes transistores bipolares y de efecto de campo en el extranjero son aproximadamente los mismos y se necesitan menos transistores de efecto de campo. El OBR de los mejores transistores bipolares importados es significativamente mayor que el de los nacionales; sin embargo, cuando funcionan con una carga de 4 ohmios, también deben conectarse en paralelo.

Es imposible contar con una liberación de energía a corto plazo, ya que el tiempo de formación de los puntos de corriente se mide en decenas de microsegundos, lo que es mucho menos que medio ciclo de baja frecuencia. Por lo tanto, la cantidad de transistores de salida debe seleccionarse en función de garantizar el funcionamiento de cada uno de ellos dentro de los límites del OBR para corriente continua. Esto conduce a la necesidad de aumentar el número de transistores de salida, lo que es caro y requiere mucha mano de obra. Esta es la razón por la que la mayoría de los amplificadores comerciales tienen muchos menos transistores de los necesarios. Sin embargo, los parámetros de los transistores que funcionan con violación del OBR se degradan gradualmente, lo que conduce a un deterioro del sonido.

La segunda razón de la necesidad de una gran cantidad de transistores de salida se debe al hecho de que sus características, principalmente la velocidad, comienzan a deteriorarse al aumentar la corriente mucho antes de alcanzar las corrientes máximas permitidas. Así, para el ampliamente utilizado transistor japonés 2SA1302, diseñado formalmente para 15 A, una fuerte caída en la frecuencia de corte comienza en 3 A, y para su complementario 2SC3281, en 2,5 A. Hay otras razones que llevan a la conveniencia de conectar varios potentes transistores en paralelo. Un aumento en la capacitancia total del emisor base conduce al paso directo de la señal desde la etapa anterior (con un cierto margen de potencia) y el ancho de banda del seguidor de salida en realidad excede la frecuencia de corte de los transistores de salida. Es por eso que en este amplificador resultó posible utilizar transistores de salida relativamente "lentos" sin comprometer las características logradas.

El amplificador utiliza componentes de producción nacional. En la ruta de señal de cada canal, se utilizan amplificadores operacionales K(R)140UD1101 (3 piezas), en circuitos auxiliares: K(R)140UD14(08) y KR140UD23 (1 pieza cada uno). Las etapas preliminares utilizan transistores complementarios de las series KT3102 y KT3107 (2 piezas cada uno), KT632 y KT638 (4 piezas cada uno), KT502 y KT503 (2 y 1 pieza), KT9115 y KT969 (3 piezas cada uno). Las etapas de la etapa de salida del amplificador contienen KT961A y KT639E (4 y 5 unidades), así como KT818G1 y KT819G1 (ocho transistores por brazo). El amplificador también utiliza diodos de las series KD521 o KD522, KD243B y KD213B.

En la Fig. La Figura 4 muestra un diagrama esquemático del UMZCH. El filtro de paso bajo de entrada se realiza en un amplificador operacional (DA1) en una conexión inversora. La señal de la salida del filtro de paso bajo pasa a través de un "cortador suave" implementado en los transistores VT1-VT4 y los diodos VD3-VD14, y luego pasa a la etapa de entrada del amplificador de potencia, fabricado en el amplificador operacional DA3. A esto le sigue un amplificador de voltaje de transistor cascodo simétrico en VT5-VT8, VT13-VT15 y un amplificador de corriente (seguidor de salida) en transistores VT16-VT45. El amplificador operacional DA2 realiza la función de un amplificador de señal en el punto sumador del UMZCH para el funcionamiento del indicador de distorsión.

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El amplificador de voltaje que sigue al amplificador operacional DA3 tiene una alta linealidad debido a la simetría de la estructura y una retroalimentación local muy profunda (más de 40 dB). Los circuitos de este OOS, junto con R71C46 y DA3, también se utilizan para formar la respuesta de frecuencia requerida de la amplificación de bucle del UMZCH en su conjunto.

Hay una sutileza en tal cascada: para minimizar las pérdidas de ganancia, la caída de voltaje a través de las resistencias en los circuitos emisores de los últimos transistores del cascode (en la Fig. 4 son R59, R63) debe ser de al menos 2,5 V, o Estas resistencias deben reemplazarse con fuentes de corriente. De lo contrario, se deteriorará la linealidad del amplificador de voltaje. Tenga en cuenta que en el UMZCH descrito en [5] y especialmente en [3], esta condición no se cumple. Para aumentar aún más la linealidad (especialmente a altas frecuencias), se selecciona que la tensión de alimentación del amplificador sea 10...12 V mayor que la tensión de alimentación de la etapa de salida. Los diodos VD17-VD19 están diseñados para acelerar procesos transitorios cuando el amplificador sale sobrecargado, así como para proteger las uniones emisoras de los transistores VT5-VT8 de la degradación.

Los circuitos R64C41, R66C42 eliminan la autoexcitación parásita de VT13 y VT14, y los diodos VD26, VD27 evitan la saturación de los transistores de la etapa de salida (estos diodos deben soportar un voltaje inverso de al menos 100 V a una corriente de 10 μA; la mayoría de las copias de KD521A o 1N4148 cumplen esta condición). El inusual circuito paralelo de transistores en las dos primeras etapas del repetidor garantiza una ecualización efectiva de las corrientes a través de los transistores, eliminando la necesidad de seleccionarlos. Los condensadores C45, C47-C49 previenen la aparición de asimetría dinámica en la etapa de salida.

El diodo Zener VD25 retrasa el encendido de los transistores VT13 y VT14 mientras se cargan los condensadores de almacenamiento de la fuente de alimentación, de modo que cuando se encienden, el voltaje de suministro del amplificador operacional alcanza +5...7 V y entran en estado normal. modo. Esta medida evita sobretensiones de salida cuando se enciende la alimentación. Con el mismo propósito, el rango de ajuste automático a cero en la salida del UMZCH está limitado a +0,7 V.

Puede parecer inusual conectar resistencias en serie en los circuitos OOS (R23, R24, circuitos R27C17 y R28C18, así como R45, R46). Esto se hizo para reducir la no linealidad de los circuitos OOS (los valores de resistencia de las resistencias y la capacitancia de los condensadores, aunque en muy pequeña medida, dependen del voltaje que se les aplica). Por la misma razón, se seleccionaron las resistencias R23, R24, así como R122 y R123 con un gran margen de disipación de potencia.

Entre otras características destacables, cabe destacar el dispositivo de polarización inicial en la base del repetidor de tres etapas, construido sobre el VT15 (se monta en el disipador de calor de los transistores de salida) y las resistencias R60-R62 y R65. El coeficiente de temperatura del voltaje de polarización se eligió ligeramente más alto de lo habitual para tener en cuenta la diferencia de temperatura del disipador de calor y los cristales del transistor de potencia.

No es del todo común utilizar un condensador C40. La ausencia de este detalle en la mayoría de los diseños conduce a un cambio dinámico en el voltaje de polarización y a un aumento en la no linealidad de los amplificadores en señales con una tasa de aumento o caída de más de 0,2...0,5 V/μs. Y esto tiene un efecto muy significativo en la cantidad de distorsión de intermodulación en la región de alta frecuencia. Por cierto, el uso de un transistor "lento" (como KT15 o KT502) como VT209 evita otro defecto que ocurre con frecuencia pero que rara vez se nota: la autoexcitación del transistor a frecuencias del orden de 50...200 MHz debido a la inductancia. de los cables. La presencia de dicha autoexcitación se manifiesta en un mayor nivel de ruido y distorsión de intermodulación en las frecuencias de audio.

El dispositivo de "limitación suave" en los transistores VT1-VT4 y los diodos VD3-VD14 se diferencia en que su umbral depende de la tensión de alimentación de la etapa de salida, logrando así el máximo aprovechamiento de la potencia de salida del amplificador.

Para garantizar un funcionamiento confiable del UMZCH, el dispositivo de protección tiene en cuenta no solo la corriente que fluye a través de potentes transistores, sino también el voltaje a través de ellos. Se utilizó la opción de disparo porque los limitadores de corriente del tipo habitual ("cubren" los transistores de salida en situaciones de emergencia) no garantizan la seguridad del amplificador y, además, empeoran el funcionamiento de la etapa de salida a altas frecuencias. El efecto diagnóstico también es importante: la activación de la protección indica que algo anda mal en el sistema.

El indicador de activación de la protección "Sobrecarga" y el botón de reinicio de la protección SB1 están ubicados fuera de la placa del amplificador y conectados a ella a través del conector XP1 (XS1 - en la Fig. 5).

La corriente de reposo de cada uno de los transistores VT28-VT35, VT36-VT43 de la etapa de salida se selecciona dentro del rango de 80...100 mA, ya que a un valor más bajo las propiedades de frecuencia de los transistores potentes se deterioran inaceptablemente.

Como puede verse en el diagrama, los diodos rectificadores y los condensadores acumuladores de la fuente de alimentación están asignados al amplificador y ubicados en la placa de circuito impreso; consulte la fig. 2 en la primera parte del artículo. Esto hizo posible reducir drásticamente (decenas de veces) la inductancia parásita de los circuitos de alimentación, que es necesaria para garantizar una baja emisión de ruido desde la etapa de salida, así como para aumentar la velocidad del amplificador.

La capacitancia total de los condensadores de almacenamiento en la fuente de alimentación del amplificador es de 56 μF por brazo y puede parecer demasiado grande en comparación con los valores habituales (400...10 μF). Sin embargo, esto no es un lujo: para garantizar la ondulación del voltaje dentro de 20...000 V con una corriente de hasta 1,5 A, se necesita una capacitancia de al menos 2...9 45 μF (intensidad de energía - 60...000 J por canal). La capacidad insuficiente de los condensadores en las fuentes de alimentación de la mayoría de los amplificadores comerciales se explica únicamente por razones económicas.

La influencia de los circuitos de salida (cables y otras cosas) en la transmisión de la señal desde el amplificador al altavoz se elimina casi por completo. Para ello se utilizó una conexión de carga de cuatro hilos, tomada de la tecnología de medición (la conexión habitual se garantiza instalando puentes entre los contactos S2 y S3 de las líneas AC y OS correspondientes). Además, en la salida del amplificador se instala un circuito RLC, optimizado mediante computadora y que aísla efectivamente la etapa de salida del amplificador de cualquier influencia parásita en frecuencias superiores a 100...200 kHz. Esta es una de las medidas que hizo posible realizar prácticamente un OOS de banda ancha tan grande (6...7 MHz).

Contrariamente a la creencia popular, cabe señalar que en realidad no existe una relación directa entre la profundidad de la retroalimentación y la tendencia del amplificador a desarrollar distorsión dinámica. Además, ampliar el ancho de banda en el bucle de retroalimentación y aumentar su profundidad más allá del rango de frecuencia de audio hace que sea más fácil cumplir las condiciones para la ausencia de distorsión dinámica y sobrecarga de las etapas de entrada. Su sobrecarga con una señal de gran diferencia provoca una falla en el seguimiento en el circuito de retroalimentación y "apaga" el OOS. Para evitar este fenómeno, es necesario reducir la magnitud de la señal diferencial. La mejor manera es aumentar la profundidad de la retroalimentación en altas frecuencias.

Ahora sobre el uso de OOS para mejorar la linealidad. El análisis del diseño del circuito de muchos amplificadores lleva a la conclusión de que la mayoría de los diseñadores, aparentemente, no se dan cuenta de que la capacidad del OOS para corregir la distorsión depende no solo de su profundidad, sino también de la ubicación del origen de estas distorsiones.

Consideremos el modelo más simple de un amplificador de tres etapas con OOS (Fig. 6), donde su diagrama de bloques se muestra arriba con fuentes de ruido EMF (en) y distorsión (ed) en cada etapa. A continuación se muestra un circuito equivalente, donde todas las fuentes de ruido y distorsión se convierten a la entrada (es decir, al punto sumador del amplificador). Al mismo tiempo, resulta obvio que el nivel absoluto de los productos de distorsión llevados a la entrada cuando se introduce OOS permanece sin cambios en una primera aproximación, y el grado de atenuación de la distorsión y el ruido es directamente proporcional a la ganancia desde el punto de suma hasta el lugar donde se originan estas distorsiones y ruidos. La disminución en el nivel relativo de distorsión con la introducción de OOS se debe al hecho de que la ganancia general (“externa”) del sistema se reduce y la proporción relativa de ruido y distorsión disminuye. Si la distorsión introducida por la etapa de salida, que tiene ganancia unitaria, en realidad se atenúa tantas veces como la profundidad de la realimentación en la frecuencia del producto de distorsión correspondiente, entonces la distorsión de la primera etapa, referida a su entrada, no es atenuado en absoluto.

Es esta circunstancia la que nos obliga a incrementar al límite la linealidad inicial de todas las etapas del amplificador cubiertas por el OOS, especialmente las de entrada. De lo contrario, puede resultar que después de la introducción de OOS se produzca una fuerte expansión del espectro de distorsiones de intermodulación. El mecanismo de este fenómeno es simple: el espectro de la señal diferencial que llega a la entrada de las etapas de amplificación siempre se expande debido a los productos de distorsión. Además, si la profundidad de la retroalimentación negativa disminuye al aumentar la frecuencia más rápido de lo que disminuyen los niveles de productos de distorsión (esto es típico de la mayoría de los amplificadores), entonces la proporción de productos de distorsión de alta frecuencia en la diferencia de voltaje en la entrada con retroalimentación negativa cerrada excede la proporción de la señal útil. Dado que la linealidad de las etapas del amplificador generalmente disminuye al aumentar la frecuencia, surge una masa de productos de intermodulación, algunos de los cuales también caen en la región de la audiofrecuencia. Precisamente para evitar que se produzca este fenómeno es necesario un margen suficiente de linealidad de las etapas de entrada, especialmente en lo que respecta a las no linealidades asimétricas.

El rango de linealidad (en términos de voltaje diferencial de entrada) del amplificador operacional KR140UD1101 utilizado en el amplificador es +0,8 V, que es mayor que el de casi todos los amplificadores operacionales con entradas de transistor de efecto de campo. La linealidad de la etapa diferencial de entrada del KR140UD1101 debido a la profunda retroalimentación local (en forma de resistencias relativamente altas en los circuitos del emisor) también es significativamente mayor, y la capacitancia de entrada es varias veces menor que la de un amplificador operacional. con transistores de efecto de campo en la entrada. Al mismo tiempo, el voltaje de la señal en la entrada del amplificador operacional DA3 (cuando el amplificador funciona sin sobrecarga) no supera 1 mV.

El rango de señal en la salida DA3 durante el funcionamiento normal del amplificador no supera los 0,5 V de pico a pico. Según las mediciones realizadas en estas condiciones, el amplificador operacional KR140UD1101, incluso antes de la cobertura de la retroalimentación ambiental, tiene una no linealidad inferior al 50 % en frecuencias de hasta 0,05 kHz. El amplificador de voltaje que sigue al amplificador operacional en transistores VT5 - VT14 también tiene una linealidad muy alta: su distorsión de intermodulación en frecuencias medias con la oscilación completa de la señal es de aproximadamente 0,02...0,03%.

Como resultado, la retroalimentación general de este amplificador, a diferencia de la mayoría de los demás, es capaz de suprimir eficazmente las distorsiones armónicas y de intermodulación introducidas por la etapa de salida y no introduce ningún efecto secundario notable. Quedan distorsiones asociadas con las características de diseño del UMZCH, que están determinadas casi en su totalidad por la interferencia de la instalación desde las corrientes de la etapa de salida a los circuitos de entrada del amplificador. El peligro de estas interferencias es que las formas de las corrientes que pasan a través de los circuitos de potencia de las mitades de la etapa de salida que funcionan en modo clase AB están significativamente distorsionadas en comparación con la corriente en la carga. Como consecuencia, si las interferencias de estas corrientes no entran en los circuitos de entrada con una simetría exacta (lo que en la práctica todavía es imposible de lograr), se producen distorsiones notables, especialmente a altas frecuencias, donde se intensifican las conexiones parásitas.

Para combatir este fenómeno, durante el desarrollo de la placa de circuito impreso de este amplificador se tomaron una serie de medidas, algunas de las cuales no tienen precedentes en la ingeniería de audio y son típicas del desarrollo de equipos de medición de precisión. Por ejemplo, para minimizar la inductancia parásita de los circuitos de alta corriente en los circuitos de potencia, en lugar de las tradicionales “latas”, se utilizan condensadores de menor capacidad distribuidos por todo el tablero, y la lámina de uno de los lados actúa como un común. cable (las conexiones al mismo se muestran en líneas gruesas en el diagrama). Los circuitos de los potentes transistores en la etapa de salida están dispuestos de manera extremadamente compacta, lo que, junto con el cable común distribuido por toda la placa, ha reducido la emisión de ruido de la etapa de salida en más de un orden de magnitud en comparación con el diseño tradicional. Además, para evitar problemas de interferencias en los cables de conexión, todos los circuitos amplificadores están montados en una placa, incluidos incluso los diodos rectificadores de potencia (VD38-VD41).

Todas estas medidas permitieron crear un amplificador que se distingue no solo por su muy alta calidad, sino también por su alta reproducibilidad de características. Estas ventajas se mantienen en una amplia gama de condiciones operativas (temperatura ambiente, carga, fuentes de señal, etc.). El autor no pudo encontrar descripciones ni muestras industriales de amplificadores de la misma clase alta.

Acerca de los reemplazos de semiconductores. En lugar de los transistores KT818G1, son adecuados el KT818G en una proporción cuantitativa de 2:3 (es decir, 12 piezas en lugar de 8), así como los KT864A, 2T818A, KT818GM, 2SA1302, KP964A, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216; en lugar de KT819G1, transistores KT819G (también en una proporción cuantitativa de 2:3) y KT865A, 2T819A, KT819GM, 2SC3281, KP954A, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. Utilizando los transistores importados complementarios 2SA1302 y 2SC3281, 2SA1294 y 2SC3263, así como KP964 y KP954 con una tensión de alimentación de ±40 V, su número se puede reducir a cuatro en el brazo mientras se duplica la corriente de reposo de cada transistor y se reduce el valor de las resistencias en los circuitos emisores a 0,5 ohmios.

Usando los transistores 2SA1215 y 2SC2921 al mismo voltaje de suministro (+40 V), es suficiente instalarlos tres por brazo, y los transistores 2SA1216 y 2SC2922 en un radiador grande se pueden instalar solo dos, naturalmente, con la correspondiente disminución en la resistencia. de las resistencias mencionadas. El área total de las aletas del radiador para cada canal debe ser de al menos 1500...2000 cm2.

El par de transistores KT961, KT639 se puede reemplazar con BD139 y BD140, KP961A(B) y KP965A(B), 2SD669 y 2SB649, 2SA1837 y 2SC4793. Un par de KT969, KT9115 reemplazarán completamente a KP959A(B) y KP960A(B) o BF871 y BF872.

En cuanto a los transistores KT632B y KT638A, no tiene sentido reemplazarlos. Sin embargo, en la posición VT8 está permitido utilizar KT9115, KP960, 2SA1538, 2SA1433, KT9143, en la posición VT7 - 2N3906, en las posiciones VT10, VT45 - 2N5401. Reemplazaremos el transistor KT638A en la posición VT6 por KT969A, KP959, 2SC3953, 2SC3504, KT9141, en la posición VT5 - por 2N3904, en las posiciones VT9, VT44 - por 2N5551, KT604, KT605, KT602. Los transistores KT3102A se pueden sustituir por cualquiera de esta serie o por BC546 - BC550 (con cualquier índice), y el complementario KT3107A por KT3107 con cualquier otro índice y por BC556 - BC560.

La OU KR140UD1101 en UMZCH (DA3) solo se puede reemplazar con K(R)140UD11 o LM118/218/318 (la doméstica, sin embargo, funciona mejor), en otros lugares, con AD841 (que, sin embargo, es excesivamente cara) . El amplificador operacional KR140UD1408 se puede reemplazar por K140UD14, LM108/208/308 o AD705, OP-97. Es útil utilizar LF356 (KR140UD22), OP-176 en el filtro de paso bajo de entrada para reducir el ruido. Para el amplificador operacional KR140UD23, el análogo es LF357; también se puede utilizar OP-37 (KR140UD26).

Fuente de alimentación. Dispositivo de protección e indicación de distorsión

Cuando los condensadores de la fuente de alimentación tienen un alto contenido energético, es importante la correcta elección de su transformador. Esto se debe al hecho de que un rectificador que funciona con un banco de condensadores de alta capacidad crea en los devanados del transformador una corriente que no es sinusoidal, lo que está implícito en la mayoría de los métodos para calcular transformadores. El valor máximo (hasta 50 A) y la tasa de aumento de corriente en este caso son significativamente mayores que con una carga resistiva. Esto aumenta drásticamente la emisión de interferencias de los circuitos de alimentación. Además, la caída de tensión en los devanados resulta ser mayor que cuando el transformador funciona con una carga activa de igual potencia. Las pérdidas del devanado están determinadas por la corriente máxima y la potencia de salida del rectificador está determinada por el promedio. Por tanto, el transformador para UMZCH debe ser muy potente y con baja resistencia de devanado. Para reducir las interferencias, la inducción del campo magnético en este transformador debe reducirse en comparación con los valores convencionales [8]. También hay que tener en cuenta que la potencia consumida por el amplificador cuando funciona con una carga compleja resulta notablemente mayor que con una carga activa (ver Fig. 3 en la primera parte del artículo - "Radio", 1999, N° 10).

El valor máximo de ondulación en los condensadores de óxido está estandarizado por los fabricantes, y para condensadores de alta capacidad a temperatura ambiente y una frecuencia de pulsación de 100 Hz, rara vez se permite más del 8...10% del voltaje de funcionamiento. La vida útil de incluso los mejores condensadores con tales pulsaciones y la temperatura indicada en la carcasa (85 o 105 °C) no suele superar las 2000 horas, aumentando aproximadamente dos veces y media con una disminución de la temperatura cada 10 °C. [9]. Sin embargo, por razones económicas, los amplificadores domésticos y de concierto están diseñados con una capacitancia del condensador muy reducida (y una ondulación aumentada), ya que se cree que un amplificador de concierto no durará más que el período de garantía (se quemará o romperá antes), y La mayoría de los propietarios, por regla general, tienen un amplificador doméstico del que no se utiliza más del 10% de su potencia (un detalle importante: generalmente se cree que los condensadores de mayor temperatura tienen mejores características eléctricas. De hecho, este no es el caso. Por el contrario, la resistencia en serie equivalente (ESR, abreviatura en inglés) de los condensadores diseñados para temperaturas de hasta 105 °C, en igualdad de condiciones, es casi el doble y las corrientes permitidas son menores que las de los menos resistentes al calor. unos (hasta 85 °C).

En el amplificador descrito, el valor relativo de ondulación en los condensadores de filtro a plena carga se elige en aproximadamente el 5%, lo que llevó a la capacitancia total en el brazo dentro de 50...60 μF.

Supongamos que la disminución en el voltaje de salida del rectificador bajo carga completa no excede el 5...7% (el voltaje en circuito abierto es 42...43 V, con una corriente de 9...10 A disminuye a 39...40 V, lo que corresponde a una pérdida de potencia del 10...15%). En este caso, es fácil determinar que la resistencia de salida del rectificador no debe exceder los 0,2...0,25 ohmios. Con el valor de ondulación seleccionado, esto requiere que la resistencia total de los devanados primario y secundario reducida a la salida no sea superior a 0,05...0,06 ohmios por brazo. Desde este punto de vista, es mejor utilizar dos transformadores separados para cada canal, ya que será más fácil colocar los devanados.

Es bien sabido que para garantizar un funcionamiento confiable de los altavoces, el diseño del UMZCH debe incluir medidas para protegerlos del suministro de voltaje constante y señales de frecuencia infrasónica. Además, debido a la gran capacidad total de los condensadores de suministro y la baja resistencia de los devanados del transformador, es inaceptable conectar dicha fuente de alimentación a la red sin limitación de corriente: la corriente de carga de los condensadores puede hacer que se disparen los fusibles y el fallan los diodos rectificadores. Por lo tanto, el UMZCH propuesto está equipado con un sistema automático que proporciona una carga "suave" de los condensadores de la fuente de alimentación, reiniciando en caso de una pérdida breve de voltaje de la red, así como apagando el altavoz durante el inicio de el amplificador y cuando aparece un voltaje constante en la salida UMZCH.

La peculiaridad de los circuitos de automatización y suministro de energía es que los condensadores de óxido no se utilizan en los circuitos de sincronización. Según el autor, reducen la fiabilidad de dichos dispositivos y la estabilidad de sus características. La confiabilidad operativa de todo el amplificador debido al cumplimiento de todas las restricciones en los modos de operación de los transistores, según el autor, aumenta significativamente, por lo tanto, la protección de los altavoces contra voltaje continuo en presencia de un capacitor separador C1 en la entrada de el UMZCH (ver diagrama en la Fig. 4 en la segunda parte del artículo - “Radio” ", 1999, No. 11) es opcional en la versión amateur del amplificador. Sin embargo, esta característica se introdujo durante la preparación de esta publicación.

Como puede verse en el diagrama del circuito (Fig. 7), se utilizan dos transformadores para alimentar el UMZCH. El primero, el potente T1, tiene devanados independientes para alimentar las etapas de salida de un amplificador de dos canales, el segundo, el T2 de baja potencia, que alimenta las etapas preliminares con amplificadores operacionales y la unidad de automatización. Esto mejoró la inmunidad al ruido y redujo el costo de la unidad, ya que la selección de transformadores estándar es más fácil.

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Los requisitos para el transformador T1 para un amplificador estéreo son los siguientes: corriente sin carga: no más de 40 mA (esto es a una tensión de red de 242 V), la resistencia del devanado primario no debe ser superior a 1,2 ohmios, la resistencia total entre los extremos de ambas mitades del devanado 2x30 V - no más de 0,07...0,08 ohmios. El voltaje de circuito abierto entre el punto medio y cada extremo del devanado debe estar entre 29...31 V (a un voltaje de red de 220 V). Los devanados adicionales para obtener voltajes rectificados de +52...54 V deben tener un voltaje de circuito abierto de 8...9 V y una resistencia de no más de 1 ohmio cada uno. La asimetría de tensión total de los devanados no debe exceder los 0,3 V.

Al calcular de forma independiente el transformador T1 para un núcleo magnético existente con una sección transversal de al menos 10 cm2 (al menos 6 cm2 para transformadores separados), es aconsejable utilizar las recomendaciones de [8]. Tenga en cuenta que los núcleos magnéticos de varilla (MCC) con juntas cuidadosamente pulidas no son inferiores a los de anillo (OL) en varios indicadores con un devanado de bobina tecnológicamente más avanzado.

La corriente sin carga del transformador T2 no debe exceder los 10 mA (a una tensión de red de 242 V) y la resistencia de su devanado primario no debe exceder los 150 ohmios. Dos devanados secundarios conectados a VD20, VD26 deben tener un voltaje de circuito abierto entre los terminales exteriores de 34...38 V y una resistencia de hasta 3...4 ohmios, y el tercer devanado - 25...29 V y una resistencia de no más de 2 Ohmios. Los tres devanados se conectan desde el punto medio; la asimetría de voltaje en sus mitades no se permite más de 0,2 V.

Es muy deseable que los transformadores tengan devanados de protección.

Por ejemplo, se puede fabricar un potente transformador T1 sobre un núcleo magnético PLM de 32x50x90 hecho de acero de alta calidad E330A (con un valor de inducción máximo de 1,1 Tesla).

Todos los devanados potentes se dividen de modo que sus secciones, colocadas en dos bobinas idénticas, estén conectadas en serie, mientras que la corriente de cualquiera de los devanados pasa a través de ambas bobinas; en este caso, la interferencia es mínima.

En cada sección, el devanado de la red (terminales exteriores 1-2) contiene 285 vueltas de cable de Ø1,4 mm. Los devanados secundarios 4-5, 5-6 y 9-10, 10-11 también se dividen por la mitad, y cada una de las ocho secciones contiene 40 vueltas de alambre de Ø2...2,1 mm; Los devanados 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 no están seccionados, tienen 24 vueltas cada uno y están enrollados en dos alambres de Ø0,5 mm.

Para los devanados utilizar cable PEV-2 o similar. El devanado de la pantalla es una bobina abierta de papel de aluminio laminado con lavsan. El contacto con él se consigue mediante una tira de malla estañada colocada debajo. El devanado de pantalla se coloca entre los devanados primario y secundario. Las bobinas se enrollan en una funda con la máxima densidad de embalaje.

Veamos cómo funciona la automatización. La corriente de entrada del transformador T1 cuando el amplificador se enciende con el botón SB1 está limitada por las resistencias R11 y R12 (Fig. 7). Luego, después de aproximadamente 20 s, estas resistencias son desviadas por un par antiparalelo de optotiristores VS1 y VS2, luego, después de 8 s, se conecta la CA. La secuencia de tiempo se establece mediante una máquina de estados finitos simple en los microcircuitos DD3 y DD4, y el disparador DD5.2 se utiliza para vincular el momento en que se encienden los optotiristores con el momento de baja tensión instantánea en la red. El disparador DD5.1 ​​en realidad se utiliza como inversor.

Después de encender SB1, la salida del elemento DD1.4, debido a la acción del circuito R10C9, mantiene un voltaje de bajo nivel durante aproximadamente 2 s; a través del inversor DD3.2 reinicia los contadores DD4. En este estado, los optotiristores (así como el relé K1) están apagados, el transformador T1 está conectado a la red a través de resistencias de balasto y la carga del amplificador está desconectada. Al final del modo de reinicio, el generador de impulsos y el divisor de frecuencia en DD4 se encienden. En este caso, aparecen pulsos con una frecuencia de aproximadamente 1 Hz en la salida de la primera sección del divisor (pin 4 de DD2). A través del elemento DD3.1 pasan a la entrada del segundo tramo del divisor de frecuencia. Después de que hayan pasado 32 pulsos, un nivel alto en el pin 5 de DD4, siguiendo hasta DD5.2, abre VT1, que controla los optotiristores VS1 y VS2. Después de otros 16 pulsos posteriores, el nivel bajo en la salida de DD3.3 bloquea el conteo adicional y, después de la inversión en el disparador D DD5.1, abre VT2, que enciende el devanado del relé K1.

El dispositivo de control de tensión de red está formado por resistencias R20-R22, condensador C8, diodos VD12-VD14 y elementos DD1.3, DD1.4. Si aparecen períodos de salto o "caídas" bruscas de tensión en la tensión de red, entonces la tensión en el punto de conexión R22 y C8 será inferior al umbral para DD1.3 (4...5 V), lo que provocará que se reinicie DD4. a través de los elementos DD1.4 y DD3.2 .5. Los pulsos con la frecuencia de red para sincronizar los D-flip-flops DD3.4 se eliminan de la salida DD0,6. Durante el proceso de inicio, la aparición en la salida del UMZCH de un componente constante con un valor superior a 0,7...4 V activa uno de los comparadores DA3.2, y a través de DD4 también reinicia DDXNUMX, lo que bloquea la conmutación. proceso.

El uso de dos optotiristores en lugar de un optosimistor se debe a que, en primer lugar, los optotiristores son menos escasos y, en segundo lugar, los triacs se caracterizan por una asimetría de la caída de tensión, lo que provoca la magnetización del circuito magnético del transformador con corriente continua. Esto aumenta dramáticamente la interferencia.

El altavoz está conectado al amplificador mediante dos grupos de contactos de relé K1 normalmente abiertos. El lugar óptimo (desde el punto de vista de minimizar la distorsión) para conectar el par de contactos del relé es el espacio entre el amplificador y el filtro RLC de salida (el condensador C52 permanece conectado a L1, R118; consulte el diagrama en la Fig. 4). Para ello, en la placa de circuito impreso del amplificador hay puntos de soldadura para el cable plano "" que va a los contactos del relé. En la práctica, en el caso de una conexión de carga de cuatro cables, los contactos del relé también se pueden conectar a la salida del filtro RLC, en el espacio entre cables entre el punto de conexión L2, R120, R121 y el circuito de salida del UMZCH ( + AC) con condensador C79 (está ubicado en los terminales para conectar la AC). Hay que decir que un relé no es un elemento muy fiable, ya que sus contactos pueden “quemarse” (para reducir la inductancia parásita se utiliza un cable plano con conductores alternos de “ida” y “retorno”).

Una solución más confiable es construir una protección de altavoz basada en derivar la salida del amplificador con un potente triac que pueda soportar la corriente a través de los transistores rotos de la etapa de salida. Sin embargo, la capacidad de un triac tan potente es muy grande y, lo más importante, no lineal (depende del voltaje). Por lo tanto, el uso de dicho elemento aumenta la distorsión de intermodulación en frecuencias de audio más altas hasta centésimas de por ciento.

Una característica distintiva del dispositivo para detectar voltaje constante en la salida del amplificador es el uso de un filtro de paso bajo de dos etapas. Gracias a ello se reducen las constantes de tiempo de los filtros y se eliminan los condensadores de óxido, y se aumenta la fiabilidad, sensibilidad y velocidad del dispositivo de protección. Su tiempo de respuesta desde el momento en que aparece un voltaje constante de 2 V no excede los 0,25 s, y a un voltaje de 20 V, no más de 0,08 s. Cuando se activa la protección de CA, los optotiristores también se apagan.

El dispositivo para indicar la distorsión en cada canal es una combinación de una unidad de umbral con una zona muerta (también llamada comparador de "ventana"), construida sobre dos elementos DA3.1, DA3.2 y un multivibrador digital de respaldo con reinicio. (en la “mitad” DD2 correspondiente). El principio de su funcionamiento se basa en el hecho de que en el estado inicial el conteo está bloqueado por un nivel alto en la salida del cuarto disparador del contador. Cuando el contador se reinicia, provocado por el funcionamiento de cualquiera de los dos comparadores combinados en la salida, el nivel bajo en la salida del cuarto disparador simultáneamente permite contar y enciende el LED indicador de distorsión (HL1 o HL2, respectivamente). Al llegar el octavo pulso de reloj, el contador vuelve a su estado original, bloqueando el conteo adicional. Al mismo tiempo se apaga el LED correspondiente. Por lo tanto, la indicación de sobrecarga es válida durante todo el tiempo en que el voltaje en las entradas de los comparadores supera la zona muerta y permanece durante otros 7-8 períodos de pulsos de reloj (3...3,5 s) después de que los comparadores regresan a su posición. estado original.

También se utilizan comparadores de "ventana" similares en elementos DA4 para determinar la presencia de un componente constante en la salida del UMZCH. Las tensiones de referencia (0,5...0,6 V) para los comparadores se ajustan mediante los estabilizadores paramétricos R18VD18 y R28VD19. La conversión de los niveles de salida de comparadores alimentados con voltajes de +12 V a los niveles de chips lógicos alimentados desde una fuente de +12 V se realiza utilizando las resistencias R3 y R4, R7 y R8, R19 y R29. El circuito R25С12 proporciona un encendido y apagado forzado del relé K1. El relé Omron utilizado por el autor tiene una tensión de funcionamiento nominal de 12...15 V y una corriente de 40 mA. Sin embargo, es posible seleccionar un relé doméstico, si es necesario, cambiando las clasificaciones de los elementos R25, R45, C12. El único requisito fundamental es que sus contactos estén diseñados para una corriente de al menos 15 A con una tensión de al menos 50 V.

Los estabilizadores de fuente de alimentación para los amplificadores operacionales de ambos canales del amplificador están fabricados en microcircuitos DA5-DA8. El uso de microcircuitos estabilizadores ajustables KR142EN12 (LM317) y KR142EN18 (LM337) se debe a dos razones. En primer lugar, para aumentar las características de frecuencia y el rango dinámico del amplificador operacional, su voltaje de alimentación se elige cerca del máximo permitido (+18 V) y no estándar: +16,5...17 V. En este amplificador esto es bastante aceptable. , ya que los amplificadores operacionales están cargados en la salida débil. El voltaje de salida requerido de los estabilizadores se establece mediante resistencias externas. En segundo lugar, gracias al uso de condensadores C25, C28, C35 y C38, la supresión de la ondulación y el ruido de los estabilizadores mejora en un orden de magnitud (en comparación con los microcircuitos con un voltaje de salida fijo): no superan los 0,2 mV. Para evitar la formación de bucles de tierra, se utilizan fuentes de alimentación aisladas independientes para cada canal.

La tensión de red se introduce a través de un filtro formado por los elementos C17-C20 y T3, el llamado transformador de modo común (o inductor de modo común). Este último es un devanado de tres cables doblados formando un haz sobre un gran anillo de ferrita. El número de vueltas del devanado no es crítico; para un núcleo magnético anular con una sección transversal de aproximadamente 1 cm2 fabricado de ferrita, por ejemplo de grado 1500 NM, son suficientes unas 20 vueltas. Este filtro mejora significativamente la protección del amplificador contra las interferencias provenientes de la red. Todas las conexiones en los circuitos de entrada de la red deben realizarse con un cable de sección transversal mínima de 2 mm2. El filtro R35R36C21 evita que la interferencia del funcionamiento de los tiristores VS1, VS2 ingrese a circuitos de pequeña señal a través del transformador T2. El interruptor SB2, designado en equipos extranjeros como “Ground Lift” (desconexión de “puesta a tierra”), permite, si es necesario, desconectar la carcasa del amplificador de la puesta a tierra de protección de la red, si la hubiera.

Por cierto, con el mismo propósito de aumentar la inmunidad al ruido de este amplificador, se prevé la inclusión de transformadores de modo común en los circuitos de señal de entrada. Este detalle tan útil a menudo se olvida o se escatima en el diseño de equipos. Por lo tanto, algunas pequeñas empresas (por ejemplo, Transparent Audio Technology) han organizado un negocio muy rentable vendiendo cables de interconexión con transformadores de modo común incorporados (a veces con filtros de ruido) para mejorar la inmunidad al ruido del equipo. Realmente hay algunos beneficios de esto, pero no vale $500 (el precio de la interconexión que no es la más cara de la compañía antes mencionada).

Sobre las posibles sustituciones de elementos

El microcircuito K1401CA1 es un análogo exacto del LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339). Si no están, puede utilizar K554CA3. Un análogo del KR1157EN1202 (en el paquete KT-26) es el microcircuito 78L12 (otros análogos pueden tener diferencias en la distribución de pines), y el KR1168EN12 es el 79L12. En lugar de KR142EN12, LM317, KA317 son bastante adecuados, y en lugar de KR142EN18, LM337, KA337 (todos en cajas TO-220). Durante la instalación se deben instalar sobre radiadores con una superficie de 15...25 cm2. Los transistores KT972 (VT1, VT2) se pueden reemplazar con cualquier transistor compuesto de estructura npn (por ejemplo, KT829), diseñado para una corriente de al menos 150 mA, o transistores que mantengan un alto coeficiente de transferencia de corriente (más de 60) en una corriente de 100 mA, por ejemplo, en KT815. Los diodos KD243 son análogos de 1N4002-1N4007, KD521 - 1N4148.

Resistencias R11, R12 - tipo C5-16 o grupo PE. El principal requisito para ellos es la capacidad de soportar sobrecargas breves mientras se cargan los condensadores de la fuente de alimentación. Desde este punto de vista, las resistencias domésticas resultan más fiables. Condensadores C1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - cerámicos, para una tensión de 25 V, por ejemplo, KM-6, K10-17, K10-23 o similares importados, grupo TKE - H30, aunque también es aceptable H70. Condensador C16: película (K73-9) o cerámica (K10-17) del grupo TKE no peor que M1500. Condensadores C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 o similares importados. Condensadores de supresión de interferencias C17-C21 - tipo K78-2 o similares importados, especialmente diseñados para funcionar en circuitos de filtrado (su carcasa suele estar salpicada de insignias de certificación de seguridad).

Condensadores de óxido: K50-35 o análogos importados. Las resistencias R37-R44 deben ser precisas (series C2-13, C2-26, C2-29, etc.) o seleccionarse entre MLT, OMLT, C2-23 con valores similares. Resistencias de alta potencia - 2 W - MLT, OMLT, S223 o sus análogos importados. Las resistencias restantes de baja potencia pueden ser de carbono: C1-4, BC, etc. Los puentes rectificadores KTs405 son reemplazables por KTs402, KTs404 o un juego de diodos KD243 (1N4002-1N4007). Cualquiera de las series TO1 con clase de voltaje 2 o más (TO125-6-125, TO10-6, TO125-108-125, TO10-10-125, TO12,5-6, etc.) se puede utilizar como optotiristores VS12512,5, VS10.P). También puede utilizar la serie TO132.

Los puentes rectificadores de la serie KTs407 también se pueden sustituir por un juego de diodos KD243 (1N4002-1N4007).

Si planea utilizar frecuentemente el amplificador a máxima potencia, es útil reforzar los puentes rectificadores del amplificador (VD38-VD41 en la Fig. 4) incluyendo un par de diodos KD213 en paralelo en cada brazo del puente, y si posible, reemplácelos con un KD2997 más potente. Los diodos rectificadores de baja frecuencia no deben usarse debido al pronunciado efecto de "recuperación abrupta": el apagado del diodo se produce con un retraso en la reabsorción de los portadores de carga acumulados. El final de este proceso crea grandes perturbaciones. La derivación de diodos con condensadores ayuda poco. Con diodos de alta frecuencia (KD213, KD2997, KD2995, etc.) este problema no surge.

También puede utilizar diodos Schottky diseñados para un voltaje de al menos 100 V. En cuanto al uso de diodos de alta frecuencia importados, deben tomarse para una corriente de al menos 30 A, ya que este valor, por regla general, para extranjeros Los diodos de alta frecuencia representan la corriente máxima permitida o la corriente rectificada promedio a la carga activa, y no la corriente rectificada promedio cuando se opera con un filtro capacitivo, como ocurre con la mayoría de los diodos domésticos. En particular, podemos recomendar los diodos 40CPQ100 y 50CPQ100 (IR), pero su precio de venta al público es de unos 6...7 dólares.

Para evitar problemas derivados del uso de componentes defectuosos y de mala calidad a la hora de repetir un amplificador, te recomendamos prestar atención a su revisión. Encontrar una pieza defectuosa en un amplificador de banda ancha con retroalimentación profunda y conexión directa de docenas de transistores casi seguramente requerirá más esfuerzo que las pruebas preliminares de los elementos.

Comprobación de componentes

A pesar de que el circuito y el diseño del amplificador presentado garantizan la obtención de las características declaradas (al configurar solo un parámetro: la corriente de reposo con la resistencia R60), esto no significa que no sea necesario verificar los componentes antes de la instalación.

Esta situación se debe al hecho de que la “disolución” de un pequeño número de productos defectuosos entre productos adecuados no sólo la practican las empresas del sudeste, sino también muchas empresas occidentales, especialmente cuando realizan entregas a cadenas minoristas y a Rusia. Las empresas nacionales también suelen “verter” productos defectuosos en las ventas minoristas o en los mercados de radio junto con los buenos.

En consecuencia, la probabilidad de que un particular compre elementos de mala calidad, según las estimaciones del autor y su experiencia personal, es poco probable que sea inferior al 2...4%. Es decir, en promedio, dos o tres elementos de cada cien resultan defectuosos, y esto a pesar de que hay más de doscientas piezas en cada canal del amplificador.

Si consideramos que buscar elementos defectuosos en una estructura ya ensamblada requiere mucho tiempo y esfuerzo, y además que un elemento defectuoso puede provocar el fallo de otros, se hace evidente la necesidad de realizar una inspección entrante de los componentes.

El problema de la confiabilidad se complica por el hecho de que las especificaciones de muchos componentes, tanto nacionales como extranjeros, incluyen sólo un pequeño (y a menudo insuficiente) conjunto de parámetros convenientes para el control en la producción en masa. Al mismo tiempo, una serie de características importantes, como por ejemplo la corriente crítica y la resistencia volumétrica del colector de los transistores bipolares, simplemente no están estandarizadas ni probadas durante la producción, a pesar de que no se puede descuidar su influencia. Por lo tanto, es muy posible una situación en la que, por ejemplo, una determinada instancia de un transistor está formalmente en servicio, pero no es deseable instalarlo en un diseño, ya que cualquiera de sus parámetros, no regulados en las especificaciones de entrega, resultan ser mucho peor que la media de componentes de este tipo.

Por eso es necesario realizar pruebas cuidadosas de los componentes al ensamblar dispositivos de alta gama. En cuanto a la mayor parte de los elementos pasivos (resistencias, pequeños condensadores, diodos, diodos zener), comprobarlos no supone ningún problema. Las resistencias se verifican con un óhmetro para determinar la desviación permitida del valor nominal, así como la confiabilidad del contacto (las resistencias domésticas de los tipos C1-4 y BC pueden tener tapas de contacto mal enrolladas). Además, los terminales de las resistencias domésticas suelen requerir estañado antes del montaje. Es inaceptable utilizar fundentes activos en este caso, y para limpiar los terminales es mejor utilizar un borrador de “tinta”. Los tipos recomendados de resistencias de baja potencia son MLT, OMLT S2-23.

Los requisitos más altos se imponen a las resistencias R1, R2, R7, R20, R22 - R24, R29 - R31, R36, R40, R122, R123. Estas resistencias deben ser de metal-dieléctrico o, mejor aún, de película metálica (Metal Film): MLT, OMLT S2-23, S2-13, S2-26, S2-29V.

Al seleccionar resistencias, si tienen una tolerancia de ±2% o más, es recomendable mantener las siguientes relaciones:

[(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - con una desviación no superior al 1...3%;

[(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - con una desviación de no más del 2...3%.

La mayoría de las resistencias importadas que se venden en Rusia son de carbono (carbono), por lo que al comprar resistencias importadas, en lugar de las anteriores, existe el riesgo de comprar resistencias de carbono o compuestas bajo la apariencia de dieléctrico metálico. En este caso, es mejor centrarse en resistencias con una tolerancia del 1% o menos, que son de carbono solo en las falsificaciones. Las principales desventajas de las resistencias de carbono y compuestas son la alta no linealidad (hasta 0,05...0,1%) y el mayor ruido cuando la corriente fluye a través de ellas.

El ruido de las resistencias es la suma de la termodinámica (con densidad espectral ) y ruido excesivo (corriente), que aparece cuando la corriente fluye a través de una resistencia y es causado por fluctuaciones de resistencia. En el rango de frecuencia de audio, la magnitud de este ruido en resistencias de carbono puede exceder los 10 μV (por década de frecuencia con una caída de voltaje de 1 V). Como regla general, esto es un orden de magnitud o más mayor que el ruido térmico de dicha resistencia.

Debido al exceso de ruido de las resistencias, el ruido intrínseco del amplificador aumenta al aumentar el nivel de la señal, y cuando se utilizan resistencias de carbono como R1, R7, R22, R23, R24, ¡este aumento puede alcanzar 20...30 dB! El uso de resistencias de película metálica elimina este problema: su ruido es de 0,1...0,5 µV/V, mientras que para las resistencias dieléctricas de metal es ligeramente superior a 0,5...2 µV/V.

Es recomendable utilizar resistencias metal-dieléctricas R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123 (MLT, OMLT, S2-23). También es aconsejable seleccionar R38, R44 y R59, R63 en pares para que no difieran en más de un 2...3%.

Los requisitos para otras resistencias son mucho menores. Así, las resistencias R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117 e incluso R33, R37, R39, R42, R43 pueden ser de carbono sin comprometer las características del amplificador. Resistencia de corte R60 - cermet SPZ-19a (las de cermet o “polímero” también son adecuadas de las importadas). No se recomienda el uso de otras resistencias de recorte, especialmente las abiertas, debido a su baja confiabilidad. Como resistencias R118-R121, el autor utilizó las importadas disponibles (tipo SQP), pero son reemplazables por C5-16 o MLT C2-23 de dos vatios conectados en paralelo, etc.

Es recomendable utilizar condensadores cerámicos con una capacidad de hasta 1000 pF - K10-7v, K10-17, K10-43a, K10-47a, K10-506 (grupo TKE PZZ-M75), de los importados - condensadores del Grupo ONG. Los condensadores de grupos menos estables térmicamente están hechos de ferroeléctricos, que tienen propiedades no lineales, efectos piezoeléctricos y piroeléctricos y otras "ventajas". La notoriedad de los condensadores cerámicos en los circuitos de audio está asociada precisamente a estas características. Los condensadores con TKE bajo se comportan, por regla general, impecablemente. También puede utilizar condensadores de esmalte de vidrio SKM, K22U-16, K22-5. Entre los condensadores de película de baja capacidad, está permitido utilizar poliestireno (PM, K70-6) y otros importados similares; sin embargo, su inductancia parásita inherente puede reducir los márgenes de estabilidad.

El control de condensadores pequeños se reduce a verificar su resistencia a fugas (al menos 100 MOhm), valor de capacitancia (tolerancia hasta ±5%) y voltaje de ruptura de al menos 25 V (excepto C46, ​​​​que debe soportar 50 V). Si el medidor de capacitancia utilizado le permite determinar el factor de calidad (o su tangente de pérdida inversa), entonces, para los condensadores en funcionamiento, el factor de calidad en frecuencias de 100 kHz - 1 MHz debe ser al menos 2000. Los valores más bajos indican un defecto en el condensador. Dispositivos recomendados: E7-12, E7-14.

Los condensadores C6, C8, C10-C12, C15, C19, C25, C40-C44 son condensadores de bloqueo, por lo que no existen requisitos especiales para ellos. Sin embargo, es recomendable utilizar condensadores cerámicos KM-5, K10-17, K10-23 y similares con el grupo TKE no peores que NZO (X7R para condensadores importados). Esto se debe al hecho de que para los condensadores de los grupos H70H90 (Z5U, Y5V), la capacitancia real cae notablemente a frecuencias superiores a varios megahercios. Tiene sentido verificarlos solo por la ausencia de rotura (presencia de capacitancia) y falla a un voltaje de 25-30 V.

El condensador de separación C1 es una película, preferentemente polipropileno, poliestireno o policarbonato (K78-2b, K71-4, K71-5, K71-7, K77-1, K77-2a). Sin embargo, sus dimensiones, excepto el K77-2, son muy grandes y, por lo tanto, el autor utilizó condensadores Dacron K73-17, seleccionados por factor de calidad en frecuencias de 100 Hz (al menos 700) y 1 kHz (al menos 200). La diferencia de capacitancia a frecuencias de 100 Hz, 1 kHz y 10 kHz no debe exceder el 3%.

Desafortunadamente, la probabilidad de defectos en el K73-17 de bajo voltaje en algunos lotes puede ser muy alta, por lo que, en ausencia de instrumentos de medición, se recomienda utilizar instrumentos de mayor voltaje (160 o 250 V). Por la misma razón, se utilizaron condensadores de alto voltaje como C77, C78. Por cierto, observo que un estudio de condensadores importados de marcas populares entre los audiófilos (por ejemplo, MIT, SOLEN) no mostró ventajas incluso sobre los buenos ejemplos de K73-17, sin mencionar el K78-2 y especialmente el K71-7.

Se eligió la clasificación C1 para obtener una frecuencia de corte de aproximadamente 20 Hz, pero cuando se utiliza un amplificador con un altavoz de tamaño pequeño, tiene sentido aumentar la frecuencia de corte a 40...50 Hz para evitar sobrecargar los bajos. Cabezales de altavoz de frecuencia. La calidad y, a menudo, la “cantidad” de los graves incluso mejora al reducir la distorsión causada por el recorrido excesivo del cono. La variación de capacitancia de los condensadores C1 en los canales PA no debe exceder el 5%.

Condensadores C5, C9, C31, C32, C35, C37, C39, C45, C47-C51, C77, C78 - lavsan - K73-17 o similares importados (mylar, poliéster). El principal requisito para ellos son un tamaño pequeño y una inductancia parásita moderada (no más de 0,02...0,04 μH). Después de adquirir condensadores, es recomendable comprobar su resistencia equivalente a altas frecuencias (ver más abajo), ya que existe un defecto en el contacto de la metalización de aluminio de las placas con el relleno final del condensador a base de soldadura de zinc o estaño-plomo. . Esto es más importante para C47 - C49, C77 y C78. El componente activo de su resistencia no debe exceder los 0,2...0,3 ohmios.

Los condensadores C52 y C79 son de polipropileno, K78-2 o similares importados con baja inductancia (supresión de interferencias). Reemplazarlos con capacitores de otros tipos no es deseable, pero la capacitancia no es crítica: la clasificación de C52 está en el rango de 4700-2200 pF, C79 - 1500 - 3300 pF. La prueba se reduce a controlar el voltaje permitido (al menos 50 V), la capacitancia y el factor de calidad (al menos 1000 a una frecuencia de 100 kHz o 1 MHz).

Condensadores de óxido C2, C4, C13, C14, C20, C27, C30, C33, C53-C76, C80, C81 - domésticos K50-35, K50-68. Al elegir condensadores importados, lo importante no es tanto el fabricante como sus características reales. Los mejores condensadores son aquellos con baja inductancia y baja resistencia en serie equivalente: ESR (en los importados, este es el grupo "Low ESR"). Están destinados principalmente a conmutar fuentes de alimentación. Muchos fabricantes producen estos condensadores, pero son más caros que los convencionales y, a menudo, sólo se pueden adquirir bajo pedido. Entre los condensadores convencionales, podemos recomendar productos de Hitachi, Marcon, Nichihon, Rifa, Rubicon, Samsung. Por cierto, un análisis cuidadoso de los catálogos de fabricantes de condensadores de óxido muestra que los llamados condensadores "Para audio" con alta capacitancia, en el mejor de los casos, resultan ser nada más que condensadores del grupo "Low ESR" con modificado. marcas.

La comprobación de condensadores de óxido con capacitancia relativamente pequeña (C2, C4, C13, C14, C20, C27) se reduce a medir su corriente de fuga a una tensión nominal (no más de 10...20 μA), así como a evaluar su inductancia y ESR. . El método para medir la corriente de fuga es obvio y la determinación de la resistencia e inductancia en serie se lleva a cabo de la siguiente manera.

Se pasa una corriente alterna de varias frecuencias a través de un condensador conectado en serie con una resistencia sin cable con una resistencia de R = 300-750 ohmios (0,5-1 W) a un generador de señales sinusoidal con un voltaje de salida de al menos 5 V. , y el voltaje a través de él se mide con un milivoltímetro u osciloscopio. Se traza un gráfico del voltaje en el capacitor versus la frecuencia en el rango de 1 kHz...1 MHz en coordenadas logarítmicas a lo largo de ambos ejes (Fig. 8). Por lo general, tiene la forma de un ángulo obtuso con el vértice hacia abajo, y el curso de la rama izquierda está determinado por la capacitancia efectiva del capacitor, el aumento de voltaje a frecuencias más altas está asociado con la inductancia parásita del capacitor y la La “nitidez” del ángulo depende de la resistencia en serie.

Estos valores se pueden determinar con suficiente precisión para la práctica a partir del gráfico de la siguiente manera.

Primero, encuentre el voltaje U1 correspondiente al mínimo de la curva. En segundo lugar, construyen tangentes a las “ramas” ascendentes de la curva y marcan el punto de su intersección (Fig. 8). El voltaje y la frecuencia correspondientes al punto de intersección se denotan como U2 y fo, respectivamente.

Después de esto, no es difícil encontrar la ESR, la capacitancia efectiva y la inductancia parásita del capacitor usando las fórmulas:

donde Rep - EPS, UG - voltaje del generador.

Naturalmente, basta con trazar un gráfico sólo para una o dos copias de los condensadores; la impedancia del resto se comprueba en dos o tres puntos a frecuencias correspondientes a la resistencia mínima en serie, y a una frecuencia de aproximadamente 1 MHz. El valor ESR permitido no es más de 0,1...0,15 ohmios para condensadores de 4700 y 3300 uF y no más de 1,5 ohmios para condensadores de 220 uF. Sus inductancias permitidas no superan respectivamente 0,02...0,05 μH.

Si es imposible probar condensadores de óxido de alta capacidad, como “red de seguridad” se pueden derivar con condensadores de película o cerámicos al voltaje apropiado con una clasificación de varios microfaradios.

La prueba de diodos de baja potencia, además de monitorear el voltaje directo (no más de 0,7 V a una corriente de 20 mA), se reduce a evaluar su corriente de fuga a un voltaje inverso pequeño: 3...6 V. Para este propósito , por ejemplo, un voltímetro de dial con un límite es adecuado para mediciones de al menos 100 MOhm, por ejemplo, VK7-9, VK7-15. Por lo tanto, para VK7-9, en el límite de 100 MΩ, la corriente de desviación total de la aguja es de 60 nA, y su desviación notable ya ocurre con una corriente de 1 nA. Al medir corriente inversa, los diodos deben protegerse de la luz.

Los requisitos más estrictos en cuanto a corriente de fuga se imponen a VD1, VD2, VD15, VD16 (no más de 2...3nA a una temperatura de +60...80°C); para VD9-VD14, se permite una corriente de no más de 10... 15 nA. Vale la pena señalar especialmente los requisitos para los diodos VD26, VD27: se trata de una caída de tensión directa de no más de 0,7 V (a una temperatura de 20 °C y una corriente de 20 mA) y una corriente de fuga de no más de 3. ..5 μA a una tensión inversa de 120 V y una temperatura de +60... .80°C. Para otros diodos de pequeña señal, basta con limitarse a una simple comprobación con un óhmetro.

Los diodos rectificadores VD28 - VD31, y especialmente VD36-VD41, deben probarse para detectar voltaje de ruptura inverso: al menos 100 y 150 V, respectivamente (con un valor de corriente inversa de hasta 100 μA y una temperatura de +60...80 ° C). Además, es necesario comprobar la tensión directa en los diodos VD36-VD41 cuando fluye un pulso de corriente de 50...60 A.

En la Fig. 9 se muestra un diagrama para dicha verificación. El valor del voltaje directo en los diodos para el puente VD38-VD41 observado en un osciloscopio no debe exceder 1,3...1,5 V. Para los diodos VD36, VD37, este voltaje puede ser alto hasta 2 V. Diodos rectificadores con un una mayor caída de voltaje en las corrientes límite son potencialmente poco confiables.

Los diodos Zener VD22-VD25 se prueban de la forma habitual para la tensión de estabilización a una corriente de 7...8 mA. Al instalar diodos Zener en un amplificador, es deseable que la tensión de estabilización VD23 sea igual o aproximadamente a 70... 100 mV mayor que el de VD24.

Es suficiente verificar los transistores VT1-VT10, VT44, VT45 para determinar el coeficiente de transferencia de la corriente base y el voltaje de ruptura Uke. El coeficiente h21E para VT1-VT4 debe estar dentro de 80...600, VT5-VT12, dentro de 50. ..250 con una corriente de colector de 5 ...10 mA. El voltaje de ruptura para VT1 -VT4 con la base apagada y una temperatura de 80...100°C debe ser de al menos 25 V, para VT5, VT8, VT9, VT10, VT44, VT45 - al menos 80 V, y para VT6, VT7: al menos 40 V. El criterio para el inicio de la avería es un aumento de la corriente por encima de 50 μA. Al elegir transistores, es mejor utilizar muestras con el coeficiente más alto h21E como VT6, VT7. Los transistores VT11, VT12 y VT15 deben tener h21E de al menos 50 y una corriente inicial del colector Ikeo de no más de 5 μA a una temperatura de 60...80 ° C y un voltaje Uke = 6...10 V.

El coeficiente de transferencia de corriente para VT13, VT14 no es crítico; solo es importante que con una corriente de colector de 10 mA y Uke = 6...10 V sea mayor que 40. Los requisitos para los transistores VT16-VT19 son más estrictos: su h21e con una corriente de colector de aproximadamente 10 mA y Uke = 5 V debe ser al menos 60 (mejor 70...100). Un requisito similar se aplica a VT20-VT27. No es necesario seleccionar transistores según el coeficiente h21e, basta con que la dispersión no supere el 50...80%.

Para los transistores de salida (VT28-VT43), los coeficientes h21e deben ser al menos 40 a una corriente de 1 A. No es deseable utilizar transistores con h21e>80, ya que su área de operación segura es menor. El voltaje de ruptura Ukeo cuando la base está apagada debe ser de al menos 100 V a una corriente de 20 μA para VT13, VT14, VT1 b-VT19 y al menos 80 V para VT20 - VT43 (con una corriente de arranque de ruptura de 0,2 mA para VT20-VT27 y 2 mA para VT28-VT43). Temperatura de prueba de voltaje Ukeo-60...80°C.

Para VT13, VT14, VT16-VT43, se requiere una verificación más exhaustiva. Esto se debe al hecho de que es probable que los defectos en cualquiera de estos transistores provoquen el fallo de varios otros.

En este sentido, también es recomendable comprobar la corriente crítica y la resistencia volumétrica del colector. Una resistencia excesivamente alta (típica de los transistores de alto voltaje) hace que el transistor entre pronto en modo de casi saturación. El transistor en este modo permanece operativo, pero sus propiedades de amplificación y frecuencia se reducen drásticamente: la frecuencia de corte cae en uno o incluso dos órdenes de magnitud, el coeficiente de transferencia de corriente disminuye y la capacitancia efectiva del colector aumenta.

Un aumento tan brusco de la inercia de los transistores, además de deteriorar las características del amplificador, conlleva el riesgo de que se autoexcite a frecuencias de 0,6...2 MHz con el posterior fallo por sobrecalentamiento debido a las corrientes.

En este sentido, se evita que los transistores VT13, VT14, VT16-VT42 entren en el modo de cuasi saturación eligiendo sus modos con corrientes de funcionamiento relativamente bajas. Una disminución adicional de las corrientes conducirá a una disminución en la velocidad de respuesta y el margen de estabilidad del amplificador.

Sin embargo, dado que los fabricantes de transistores no estandarizan la variación en la resistencia del volumen del colector, es necesaria la verificación. En condiciones de aficionado, consiste en determinar la dependencia de h21e del voltaje Uke.

La técnica consiste en ajustar una corriente de colector de transistor determinada a una tensión Uke = 5...10 V ajustando la corriente de base y luego reduciendo esta tensión a un valor correspondiente a una disminución de la corriente de colector de un 10...15% ( a la misma corriente base). Este es el voltaje al que comienza una caída brusca en la corriente del colector y será el umbral para el inicio de la cuasi saturación del transistor (a una corriente del colector determinada).

El voltaje umbral de los transistores KT9115 no debe ser superior a 5 V con una corriente de colector de 14 mA, y KT969 - 3 V con la misma corriente. Como VT13, es aconsejable utilizar transistores con el voltaje umbral de casi saturación más bajo. El valor h21e tomado como valor inicial para ellos debe medirse en Uke = 10...12V.

Los transistores KT961 y KT639 se prueban con una corriente de 100...150 mA, midiendo el coeficiente inicial h21e en Uke = 5V. El voltaje umbral a esta corriente no debe exceder 1,5 V para KT639 y 1,2 V para KT961.

Los transistores KT818 y KT819 se prueban con una corriente de 2 A, mientras que el h21e inicial debe medirse en Uke = 5 V, y el voltaje umbral no debe exceder 1,8 V para KT818 y 1,5 V para KT819.

La verificación de la corriente crítica para los transistores KT818 y KT819 consiste en medir h21e a Uke = 5 V y dos valores de corriente del colector: 1 A y 3 A. Se permite una disminución de h21e medida a una corriente de 3 A hasta un 65%. del valor correspondiente a una corriente de 1 A.

Los transistores KT818 y KT819 con índices G1 son análogos exactos de KT818GM y KT819GM ​​​​y solo se diferencian en el tipo de carcasa (plástico - KT43-1).

Dado que al probar transistores y corrientes superiores a 50 mA se libera una potencia suficiente para calentarlos, las mediciones deben realizarse muy rápidamente (en unos pocos segundos) o instalando los transistores en un disipador de calor.

La verificación del amplificador operacional DA1, DA3, DA4 es la siguiente.

Las características de frecuencia y velocidad se verifican en el circuito de la Fig. 10 utilizando un osciloscopio y un generador. El criterio de validez es la velocidad de subida y bajada de una señal rectangular de gran amplitud (5 V en la entrada) de al menos 60 V/μs y la ausencia de distorsiones visibles en forma de señal sinusoidal con una amplitud de 4 V hasta una frecuencia de 1,5...2 MHz. El consumo de corriente del amplificador operacional sin señal (medido por la caída de voltaje a través de las resistencias del filtro de potencia) debe estar dentro de 5...10 mA, la amplitud del voltaje de salida máximo a una frecuencia de 20 kHz debe ser al menos ±14 V. La salida de la limitación no debe ir acompañada de procesos transitorios.

El ruido y el voltaje de compensación se verifican cortocircuitando la entrada y cerrando los contactos S1 y S2, lo que cambia el amplificador operacional al modo de amplificador de escala con una ganancia de 50 dB (al encender S2 se limita el ancho de banda de ruido a 50 kHz). El voltaje de ruido de salida no debe exceder los 1,4 mV (7 mV pico a pico en la pantalla del osciloscopio) y la compensación de CC no debe exceder ±1,5 V.

La prueba del amplificador operacional DA2 se lleva a cabo encendiéndolo según el circuito que se muestra en la Fig. 11. El criterio de validez es la presencia de un voltaje de CC de no más de 200 mV en la salida y la aparición de una señal de ruido en la salida del amplificador operacional cuando toca el pin 3 de DA2 con la mano.

El amplificador operacional DA5 se verifica utilizando un esquema similar. En su salida en estado estable (después de 1-2 minutos), el voltaje de CC no debe exceder los 80 mV, y el voltaje de ruido pico a pico en la pantalla del osciloscopio no debe exceder 1 mV (pico a pico). Al medir el ruido se debe proporcionar un buen blindaje.

El tablero con unas dimensiones de 310 x 120 mm (ver Fig. 12) está hecho de una lámina de fibra de vidrio de doble cara de 1,5-2 mm de espesor con orificios metalizados. Está diseñado para la instalación en la etapa de salida de hasta 12 potentes transistores por brazo en encapsulados KT-28 (por ejemplo, KT818G y KT819G) o TO-220 (con un paso de paso de 2.5 mm).

Arroz. 12 (clic para agrandar)

CARACTERÍSTICAS DE PCB Y MONTAJE DEL AMPLIFICADOR

En la Fig. La Figura 13 muestra la disposición de los elementos en el tablero de un canal (ver Figura 12). Además de la mayoría de los elementos indicados en el esquema del circuito (Fig. 4). La placa permite la instalación de varios componentes adicionales. Para mantener la coherencia en la numeración de los elementos antiguos y nuevos en el tablero, se les asignan números de serie sucesivos o índices de letras, por ejemplo, VT23A. R86B.

Arroz. 13 (clic para agrandar)

Conclusiones K0, K1 - alimentación común

K2 - señal común, cortocircuito - entrada de señal;

FBH - salida +OS; FBL - salir -OS.

La placa está diseñada para instalar los transistores de alta potencia más comunes KT818G y KT819G, hasta 12 piezas por brazo. En este sentido, se ha aumentado el número de transistores en la segunda etapa del repetidor (VT20-VT27B) de cuatro a seis por brazo, y también se han aumentado las corrientes de reposo de VT16-VT27B. Además, fue necesario cambiar los valores de varias resistencias: R76. R77 ahora tiene 130-150 ohmios (en lugar de 390 ohmios). R78-R81: 8,2 a ohmios cada uno (en lugar de 15 ohmios). También tiene sentido reducir el valor nominal de R64, R66 a 10 ohmios. Los transistores VT16-VT19 deben estar equipados con disipadores de calor de placas de aleación de aluminio con un espesor de 1,5...2 mm y una superficie de al menos 25 cm^, uno para cada par de transistores. También se proporcionan disipadores de calor pequeños (13...14 cm^) para VT8 y VT10. Para reducir el calentamiento VT13. VT14 también puede aumentar ligeramente las clasificaciones de R59 y R63 a 160 ohmios (en lugar de 150 ohmios).

Además, las clasificaciones de R82-R85 se reducen a 13 ohmios (en lugar de 68 ohmios) y R86 - R93 - a 3,3 ohmios (en lugar de 4,7 ohmios). Los cambios también afectaron las clasificaciones de los circuitos de corrección: C16 ahora tiene una capacitancia de 470 pF (en lugar de 270). R25 y R26: 2.7 kOhm cada uno (en lugar de 4,7 kOhm y 1 kOhm, respectivamente). R33 ahora tiene una potencia nominal de 47 ohmios (en lugar de 220). R38 y R44: 2.2 kOhm cada uno (en lugar de 2 kOhm). R64 y R66: 10 ohmios cada uno (en lugar de 15). Condensadores C17. C18 se puede sustituir por uno tubular de 3-3,3 pF o dos de 6,2 pF (si es necesario, seleccionados según el tipo de proceso transitorio).

Para aumentar la caída de voltaje mínima en VT20-VT43 al abrir VD26, VD27, es aconsejable conectar un diodo KD16A en dirección directa en serie con el emisor de transistores VT19-VT521. No hay lugar para ellos en el tablero. por lo tanto, lo más conveniente es soldar el diodo en el espacio entre el terminal del emisor correspondiente y la almohadilla de contacto.

Además de indicar distorsiones del propio PA (causadas por una limitación "dura" de la señal de salida), se ha introducido la capacidad de indicar el funcionamiento de un limitador "suave". Esto se logra cambiando su circuito (ver Fig. 14). Cuando se activa el limitador "suave", aparece un voltaje del signo correspondiente en la resistencia R126, cuyo valor absoluto alcanza 0,6 V cuando el umbral del límite suave se excede en solo 90... 100 mV. Un aumento adicional de esta tensión por encima de 1,2...1,3 V se bloquea mediante los diodos VD46-VD49.

Además, es posible cambiar la etapa de salida del amplificador operacional DA 1 al modo clase "A" para reducir su no linealidad y los efectos de detectar interferencias de RF cuando se opera con una carga de impedancia relativamente baja (3.5 kOhm). La fuente de corriente con un valor de 4...6 mA se fabrica con un transistor de efecto de campo VT46 tipo KP303E o KP364E y una resistencia R125 (aproximadamente 150 ohmios). Dado que la distorsión del KR140UD1101, incluso sin una fuente de corriente, es muy pequeña y no contribuye excesivamente al nivel general de distorsión del UMZCH. La instalación de VT46 y R125 es opcional. Al instalar VT46, es necesario verificar el voltaje de ruptura de la compuerta de drenaje; no debe ser inferior a 40 V.

Para minimizar la inductancia parásita de la instalación, los terminales de los transistores de la etapa de salida VT20-VT43 se sueldan directamente a la placa de circuito impreso. Esta medida se debe al hecho. que la inductancia parásita del terminal emisor de un transistor de potencia reduce su frecuencia de corte real. Teniendo esto en cuenta, resulta obvio que para lograr el rendimiento incluso de transistores de salida relativamente "lentos" con una frecuencia de corte de 5...8 MHz, es necesario reducir completamente la inductancia parásita de los conductores de instalación reduciendo el área de los bucles de flujo de corriente y colocándolos cerca de planos conductores.

Para ello, en particular, los transistores de salida, al igual que los diodos VD37-VD41 (están representados en rojo en la Fig. 13), se colocan debajo de la placa de circuito impreso en el lado del disipador de calor y se aíslan de éste mediante una junta de caucho termoconductor tipo "Nomacon" o similar, en último caso, de lavsan. También puede utilizar cerámicas de mica, berilio o nitruro de aluminio en combinación con una pasta térmicamente conductora. Cuando utilice juntas, especialmente las delgadas, debe comprobar con mucho cuidado la limpieza de las superficies de contacto para evitar que entren en ellas limaduras de metal o rebabas.

En las paredes laterales de la carcasa del amplificador están integrados dos disipadores de calor para dos canales. El dibujo del disipador de calor se muestra en la Fig. 15.

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La sujeción de VT28-VT43 y VD36-VD41 se realiza mediante una placa de acero (Fig. 16).

Con la colocación "plana" de potentes dispositivos semiconductores, la placa se combina estructuralmente con un disipador de calor. Esta circunstancia requiere el uso de una tecnología especial de ensamblaje de amplificadores.

Primero, todas las piezas se montan en la placa de circuito impreso, excepto los condensadores C80, C81, los transistores VT15, VT20-VT43 y los diodos VD36-VD41. A continuación, estos transistores (excepto VT15) y diodos con cables moldeados se colocan en los asientos del disipador de calor, por ejemplo, utilizando un conductor y se presionan con una placa (más sobre esto a continuación) como esta. para que puedan moverse con poco esfuerzo. Luego se coloca un tablero sobre sus terminales, aprovechando la movilidad de los elementos para alinear los terminales con los orificios. Después de esto, el tablero se fija en postes de montaje de 10 mm de altura (cuatro orificios cerca de las esquinas del tablero) o en varios soportes temporales, por ejemplo, cubos de madera dura de diez mm. A continuación, se sueldan todos los pines VT20-VT43 y VD36-VD41. Después de eso, se suelta la abrazadera y se retira la placa, junto con los diodos y los transistores, del radiador. Verifique la calidad de la soldadura VT20-VT43, VD36-VD41 (los terminales VD40, VD41 ubicados debajo de C80. C81. no deben sobresalir de la placa más de 0,6 mm) e instale los condensadores C80. C81. La instalación de transistores y diodos se puede realizar en varias etapas, es más conveniente comenzar con VT28-VT43. El transistor VT15, que actúa como sensor de temperatura, está soldado a la placa para que su cuerpo encaje en un agujero ciego. perforado en el disipador de calor. Este diseño garantiza la capacitancia parásita más baja en este circuito amplificador de alta impedancia.

Luego solo queda lubricar todas las superficies de contacto con una fina capa de pasta termoconductora, rellenar con la pasta el orificio del disipador de calor para VT 15 y montar con cuidado todo “limpio”.

Al organizar los transistores, debe guiarse por la regla: los transistores con el h21e más pequeño están ubicados en el lado de baja señal de la placa del amplificador, y los más grandes, en el lado XP4.

Los transistores VT20-VT27 se fijan al disipador de calor a través de juntas aislantes, mediante pernos con tuercas o pernos M2.5 con cabeza hexagonal. Las tuercas (o tornillos) se aprietan con una llave de boca. Para evitar que el sujetador entre en cortocircuito con el colector del transistor, se colocan en los pernos trozos de tubo aislante de paredes delgadas con un diámetro de 2,8...3 mm y una longitud de 2 mm. No es difícil fabricar un tubo de este tipo enrollando, por ejemplo, varias vueltas de cinta adhesiva Mylar (“cinta adhesiva”) en un mandril con un diámetro de 2,5...2,6 mm, ligeramente lubricado con aceite de máquina.

Las superficies de aterrizaje de transistores y diodos deben conectarse a tierra en un bloque antes de la instalación. Después de esto, para evitar que se corten las juntas, se eliminan pequeños chaflanes (0,2...0,3 mm) de los bordes de los orificios de montaje y de las carcasas de los transistores.

Para conectar el relé de conmutación de carga, se instala en la placa una sección de 26 pines del conector de clavija XP2 del tipo PLS [10]. utilizado en computadoras. El circuito del filtro de salida está conectado a los contactos pares del conector y la salida de la potente etapa del amplificador está conectada a los contactos impares. Si existen dudas sobre la calidad de los conectores disponibles, el cable procedente del relé se puede soldar directamente a la placa.

La señal de salida de la placa de cada canal del amplificador también se suministra mediante un cable plano de 26 hilos a través del conector HRZ. Los contactos de "señal" son los contactos con números impares y los contactos con números pares están conectados al cable común. En este caso, los elementos filtrantes de salida son L1, L2, R118-P.121, C77-C79. así como los puentes S2 y S3 están ubicados en una pequeña placa blindada colocada cerca de los terminales de salida del amplificador para que los puentes sean accesibles desde el panel trasero. La distancia entre los proyectiles es de al menos 25 mm y es mejor colocarlos en ángulo recto entre sí.

La bobina L1 (1,3 µH) tiene 11 y la L2 (1.8 µH) tiene 14 vueltas de cable PEV con un diámetro de 1.7...2 mm. Están enrollados vuelta a vuelta sobre un bastidor de 18 mm de diámetro. Las bobinas se fijan con resina epoxi.

La pantalla del tablero del filtro está hecha de material no magnético. Debe estar al menos a 25 mm de distancia de las bobinas. Para mantener la estabilidad del amplificador, la longitud de los cables planos no debe exceder los 350 mm.

Para simplificar la instalación del amplificador, los puentes de diodos de los rectificadores de ±53 V (VD8, VD9 - en la Fig. 7) se trasladaron de la unidad de automatización a las placas PA. Cada puente (en la placa - VD42-VD45) se ensambla utilizando diodos KD243B separados. KD243V o KD247B. Para reducir la corriente máxima, se utilizan condensadores C80. C81 debe tomarse con una capacidad menor: 1000 µF.

Los terminales de los devanados del transformador de potencia T1 se conectan a la placa del amplificador mediante un conector XP4 de ocho pines del tipo MPW-8 [11] con un paso de pines de 5.08 mm. La confiabilidad y la baja resistencia de transición se logran duplicando los contactos de los circuitos de alta corriente. En lugar de un conector, puede instalar un conector de terminal o simplemente soldar los cables en los orificios de la placa de circuito impreso.

Para facilitar la instalación, todas las conexiones entre la placa del amplificador y la unidad de automatización están conectadas a un conector: XP1. Por tanto, en lugar de un conector de tres contactos (XP1 - en Fig. 4), la placa tiene un conector tipo IDC14 de 14 contactos. Se ha modificado la finalidad y numeración de sus contactos de acuerdo con la tabla. 1.

La numeración de los contactos de la contraparte del conector se ajusta en consecuencia (XS1 - en Fig. 5). a través del cual el indicador de sobrecarga y el botón "Reset" se conectan a la placa del amplificador. La resistencia R16 (R26 - para otro canal) del filtro de paso bajo del dispositivo de detección de voltaje constante (ver Fig. 7) está conectada a la salida del amplificador a través del pin 5 del conector XP1 y una resistencia protectora adicional R124 (con una resistencia de 0,3 - 4,7 kOhm (no se muestra en el diagrama mostrado, pero sí en la placa). La señal de activación del limitador suave (ver Fig. 14) se envía al indicador (sobre esto en la siguiente parte del artículo) a través de una unidad de umbral adicional, diseñada de manera similar al indicador de distorsión.

En la versión donde no se introduce el indicador de límite suave, los diodos VD46-VD49 no están instalados en la placa del amplificador, pero en lugar de la resistencia R126, se suelda un puente. Elementos VT46. R125 no está instalado si no es necesario cambiar el amplificador operacional DA3 al modo clase "A".

En lugar del puente S1 (ver Fig. 4), la placa tiene una sección de cuatro pines del conector PLS. realizando varias funciones a la vez. En primer lugar, puede cambiar el modo de funcionamiento del compensador de caída de voltaje en los cables que van a los altavoces. Configurar un puente entre los pines 2 y 1 habilita el modo de cuatro cables, y un puente entre los pines 2 y 4 habilita el modo de tres cables (como en [3]). En segundo lugar, al probar un amplificador, este conector sirve para suministrar una señal de prueba al amplificador a través de la resistencia R30, sin pasar por el filtro de paso bajo de entrada y el limitador suave. Esto le permite sumar las señales de dos generadores para medir la distorsión de intermodulación y observar transitorios en el amplificador con una señal de onda cuadrada pulsada.

Los experimentos con dos amplificadores prototipo mostraron que para los transistores KT9115 y KT969 que teníamos a nuestra disposición, más del 70% de los transistores probados tenían una frecuencia de corte significativamente menor. El reemplazo recomendado para KT9115 es 2SA1380. para KT969 - KT602BM o 2SC3502. Estos transistores son mucho menos propensos a la autoexcitación que el 2SAl538n2SC3953.

Además, durante las pruebas de amplificadores en modos extremos, se reveló la insuficiente confiabilidad de los transistores en la etapa pre-final, como el KT639. y BD139. 140 BD. Un estudio realizado por el autor del área de operación segura de las copias existentes de estos transistores mostró que es insuficiente para garantizar un funcionamiento confiable del amplificador a temperaturas elevadas.

Para aumentar la confiabilidad del amplificador, especialmente en áreas pobladas con una red eléctrica inestable, se recomienda reducir el voltaje de suministro en función de la potencia máxima realmente requerida en la carga. Al alimentar la etapa de salida del amplificador con un voltaje de más de ±28 V, se deben usar transistores 639SB961 importados de bajo costo en lugar de KT2ZH y KT649A. 2SB649A (estructuras pnp) y 2SD669. 2SD669A (estructuras npn). y con alimentación de ±40 V - 2SA1837 y 2SC4793.

Si se utilizan componentes distintos a los recomendados en el amplificador, la señal continua o Lo que es aún peor es la generación de transistores individuales en función de la señal de RF útil. Este defecto es más probable en VT13. VT14, VT6 y VT8. Para suprimir la generación de transistores VT13 y VT14, se proporcionan los circuitos B64C41 y R66C42, respectivamente, pero se utilizan diodos Zener VD23. El VD24 con una gran capacitancia, junto con los transistores de alta frecuencia (2SA1538 y 2SC3953), puede requerir la inclusión de resistencias con una resistencia de 22...47 ohmios en los circuitos básicos. Por lo tanto, en la parte posterior de la placa hay almohadillas para estas resistencias (tamaño 0805 para montaje en superficie). Con el mismo fin, existen lugares para la instalación entre la base y el emisor de los transistores VT5. Cadenas RC serie VT8 con clasificaciones de 10...20 Ohm y 100...300 pF, respectivamente.

Para garantizar contra la posibilidad de degradación de las uniones p-n VT6. Durante los procesos transitorios, cuando se suministra energía a sus circuitos colectores, es necesario encender el diodo KD8A en la dirección de avance: uno de sus terminales está soldado en el orificio del colector (VT521. VT6). y el colector del transistor correspondiente se conecta al otro terminal.

Potencia de las resistencias R94 - R109. R122. R123 se puede reducir a 0.5 W. Por cierto, el diseño de la placa permite el uso de resistencias con una potencia de 0.25 W en lugar de 0,125 W.

Para aumentar la densidad de montaje en la placa, se colocan varios elementos debajo de otros (por ejemplo, el diodo VD19 se encuentra debajo de los transistores VT5, VT7). Por lo tanto, los elementos de gran tamaño, por ejemplo, los condensadores de película, se instalan después de instalar resistencias y diodos.

Las ubicaciones de montaje de los condensadores C53 - C76 permiten la instalación de los dos tamaños más comunes: con un diámetro de 22 o 25 mm con una distancia entre conductores de 10,3 o 12,7 mm, respectivamente. También es posible instalar condensadores con cables en forma de garra.

Cuando se utiliza un juego incompleto de condensadores C53 - C76, es mejor colocarlos más cerca de la línea central de la placa. Condensadores C30, C3З. C80 y C81 deben tener un diámetro no superior a 18 mm y una distancia entre cables de 7,5 mm.

El lugar de instalación debajo de C1 está diseñado para montar condensadores K73-17. K77-2. K78-2 o importado (distancia entre cables 3.5, 15 o 22.5 mm).

Los terminales de los condensadores cerámicos se forman de la siguiente manera. de modo que la distancia entre ellos sea de 5 mm. Además se introdujeron condensadores C11A. C19A - circuitos de alimentación de bloqueo = 16,5 V, su capacidad es 0.1 µF.

Debido a que uno de los lados de la placa de circuito impreso está ocupado casi por completo por una capa de cable común, comprobarlo “a través de la luz” cuando se busca cortocircuitos entre pistas es difícil, por lo que hay que hacerlo con sumo cuidado. .

Después de ensamblar dos placas prototipo, se llevaron a cabo pruebas preliminares del amplificador ensamblado teniendo en cuenta las recomendaciones enumeradas. Al mismo tiempo, a diferencia de las mediciones realizadas anteriormente del propio amplificador de potencia (sin filtro de entrada ni limitador suave), se midieron las distorsiones de la ruta de un extremo a otro, junto con el filtro y el limitador. Las pruebas se realizaron en el complejo Audio Precision System One, que en realidad es el estándar mundial en tecnología de audio. Las técnicas de medición de distorsión utilizadas en este complejo están estandarizadas por la IEC. tener en cuenta no sólo los productos de distorsión, sino también el ruido de banda ancha (en la banda de 22, 80 o 200 kHz). Esta característica, aunque aumenta el nivel de distorsión cuando el nivel de la señal disminuye (quedan enmascarados por el ruido), permite detectar los productos de varios efectos paramétricos: desde un aumento del ruido con un aumento en el nivel de la señal hasta la detección de inestabilidad dinámica e interferencias en la instalación.

Los resultados de las mediciones de THD+N en función del nivel de potencia en una carga de 4 ohmios con una tensión de alimentación de ±38 V a frecuencias de 1 y 20 kHz se muestran en la Fig. 17. Este gráfico muestra claramente el comportamiento en diente de sierra de las características, causado por el cambio automático de límites a la máxima sensibilidad del analizador. El inicio de funcionamiento del “limitador suave” corresponde a una potencia de aproximadamente 80... 100 W. y con una potencia de salida de 12 a 80 W, el valor THD+N en la banda hasta 200 kHz no supera el 0.003%. Además, el nivel de distorsión a una frecuencia de 20 kHz (curva inferior) resulta incluso ligeramente menor que a una frecuencia de 1 kHz. A una potencia de 1 W, el fondo total, ruido, interferencia y distorsión en la banda de hasta 200 kHz de la placa UMZCH (sin blindaje ni carcasa) no superó el nivel de 0,0085% (-81) dB.

Entre otras características, es de interés la dependencia del nivel de distorsión de intermodulación dinámica (DIM-100) para una frecuencia de 15 kHz del voltaje de la señal de entrada (Fig. 18).

Un estudio cuidadoso de los diseños de los amplificadores reveló y confirmó muchas otras características interesantes, por ejemplo, la desaparición del "paso" en la etapa de salida a medida que la frecuencia de la señal aumenta incluso antes de que se encienda el OOS.

Estructuralmente, el amplificador de potencia está fabricado en una caja de metal, dividida en varios compartimentos. Los elementos se encuentran principalmente en placas de circuito impreso. Además de las placas amplificadoras de potencia montadas en las paredes laterales de los radiadores, la carcasa contiene placas de filtro de salida, placas de relés de protección de carga y una placa de automatización. En el panel frontal del amplificador se coloca una placa con LED HL1 - HL4 para indicar distorsión y activación de protección y un botón de reinicio del disparador de protección SB1 (ver diagrama en la Fig. 19). Todas las placas están conectadas entre sí mediante conectores de la serie IDC y cables planos con el número de conductores 14 y 26. Las conexiones soldadas se utilizan solo en circuitos de señal y circuitos de potencia de alta corriente.

Los transformadores de potencia (TT. T2) se montan directamente en el chasis del amplificador en uno de los compartimentos blindados. Los optotiristores VS1 y VS2 se instalan a través de una junta aislante sobre un disipador de calor de placa con una superficie de unos 100 cm0,022, que se encuentra en el mismo compartimento que los transformadores. También está aislado de la carcasa del amplificador. Para suprimir las chispas en los contactos del interruptor de red, además se introducen circuitos RC en serie (240 µF, XNUMX ohmios) en paralelo a los contactos.

Los circuitos de entrada del amplificador tienen blindaje adicional. Para aumentar la inmunidad al ruido del amplificador, se proporcionan transformadores de modo común en sus circuitos de entrada y salida (T1. T4 - T7 en la Fig. 19). Los transformadores de modo común T1 en cada canal deben fabricarse sobre anillos de ferrita de gran tamaño (40...80 mm de diámetro) con una permeabilidad magnética de al menos 1000 y una sección transversal de al menos 1 cm2. El número de vueltas de los devanados de cuatro cables plegados está en el rango de 10 a 15, y los conductores de alta corriente deben tener una sección transversal de al menos 1.5 mm2. La forma más sencilla de hacer los devanados del circuito OS es con el cable MGTF-0.12. Los transformadores de modo común T4 - T7 se pueden fabricar con cable MGTF-0.07 sobre anillos de ferrita K17x8x5 o similar, el número de vueltas es de unas 20 (enrollándose hasta llenar la ventana). Para amortiguar las resonancias parásitas, también se introdujeron las resistencias R47 - R50. También se ha cambiado el diseño de los puentes S2 y S3 (ver Fig. 4 en Radio. No. 11, 1999): están combinados en un solo grupo de seis pines. Para convertir el amplificador en modo de cuatro cables, se cierran los contactos 3 y 5, 4 y 6. En modo de dos cables: 1 y 3, 2 y 4.

CONFIGURACIÓN DEL AMPLIFICADOR

El amplificador descrito dispone de una gran cantidad de elementos activos con acoplamiento directo, por lo que en condiciones de amateur es recomendable configurarlo paso a paso.

Para la configuración necesitará el siguiente equipo: un osciloscopio con un ancho de banda de al menos 20 MHz (preferiblemente 150...250 MHz) y una sensibilidad de al menos 5 mV por división (por ejemplo, C1-64. C1-65 . C1-70, C1-91, C1-97. C1 -99. C1 -114. C1 -122), un generador de pulsos rectangulares con una amplitud de 3... 10 V con una tasa de repetición de 10... 250 kHz y un tiempo de subida no superior a 15 ns. un generador de señal sinusoidal con una amplitud de hasta 5 V y un límite superior del rango de frecuencia de al menos 1 MHz (preferiblemente hasta 10...20 MHz. Por ejemplo, GZ-112). La distorsión armónica de este generador no importa. Además, necesitará un multímetro digital o de puntero, así como dos resistencias bobinadas con una resistencia de 3.9 ... 10 ohmios para una disipación de potencia de al menos 25 W (se incluyen en los buses de alimentación al comprobar la funcionalidad). ). Por supuesto, también es necesaria una carga equivalente.

El generador de impulsos se puede montar utilizando elementos de microcircuitos CMOS de alta velocidad. por ejemplo, las series KR1564, KR1554, KR1594, 74ANS, 74AS, 74AST, es mejor utilizar un disparador Schmitt de microcircuitos TL2 (o similar). El generador en sí (multivibrador) se puede ensamblar utilizando cualquiera de los circuitos conocidos, pero para formar bordes pronunciados, su señal debe pasar a través de varios elementos lógicos conectados en serie.

Para verificar la ausencia de ráfagas de autoexcitación en HF en las etapas del amplificador, necesita un osciloscopio con un ancho de banda de al menos 250 MHz (S1-75. S1-104. S1-108). en su ausencia, puede intentar arreglárselas con un voltímetro con un cabezal detector que tenga un ancho de banda de al menos 250 MHz (VK7-9. VK7-15).

Si desea evaluar la magnitud y la naturaleza de las distorsiones no lineales introducidas por el amplificador, necesitará un generador de señal sinusoidal con bajo ruido y distorsión (GZ-102. GZ-118. GS-50). equipado con un filtro de muesca, así como un osciloscopio altamente sensible (no peor que 100 µV por división) para observar la señal residual. También resulta útil un analizador de espectro con un rango dinámico de al menos 80 dB (SK4-56).

Vale la pena recordar que con toda soldadura en el amplificador, éste debe estar desconectado de la red.

En primer lugar, se debe comprobar la unidad de alimentación y automatización. Como se mencionó en la parte anterior, introdujo la capacidad de seleccionar una fuente de señal para indicar distorsión. Para ello se utiliza el grupo de contactos S1 (Fig. 19). La instalación de puentes entre los contactos 1 y 3, 2 y 4 corresponde a la indicación de distorsión del propio PA, y entre los contactos 3 y 5, 4 y 6, para indicar el funcionamiento del limitador "suave".

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Primero, es necesario verificar los valores de los voltajes estabilizados (deben estar en el rango de ±16...17.2 V), la amplitud de las ondulaciones (pico a pico no más de 1 mV) y la ausencia de autoexcitación de los estabilizadores DA5 - DA8 con una carga de aproximadamente 100 mA (resistencia de 160 ohmios con una potencia de 2 W). La ondulación y su posible generación se comprueban con un osciloscopio con la entrada "cerrada".

Luego se verifica la unidad de automatización. Para hacer esto, conecte temporalmente los terminales 7 y 8 (o 4 y 11) DAZ y DA4 con puentes del cable de montaje 1MGTF-0.07, etc.) al cable común. A continuación, al encender la unidad de automatización, verifique el paso del pulso de reinicio al pin 6 de DD3. la presencia de pulsos en los pines 12 y 8 de DD3 y el paso de la secuencia de encendido de optotiristores y relés (ver Fig. 7 en Radio, No. 12, 1999). Tenga en cuenta que debido al aumento en la corriente de reposo total del amplificador, el número de resistencias de "arranque" (R11, R12) se incrementó a 3 y su clasificación se redujo a 100 - 120 ohmios. Para comprobar unidades de diagnóstico en comparadores DA3. DA4 retira la conexión de sus entradas al cable común, luego de quitar el puente correspondiente de los terminales DA3 aparece una señal en su entrada debido a las corrientes de entrada y se encienden los LED HL1 o HL2 (placa U5, ver Fig. 19) . Quitar cualquiera de los dos puentes de los pines DA4 debería, después de unos segundos, hacer que los relés y los optotiristores se apaguen.

Al final de la prueba, retire todos los puentes de DA3 y DA4. También vale la pena verificar el marcado correcto de los terminales del transformador T1: la conexión incorrecta de los devanados puede tener consecuencias de gran alcance, incluida la falla de transistores potentes y "fuegos artificiales" de una batería de condensadores de óxido.

Después de comprobar la fuente de alimentación y la automatización, puede proceder a configurar el amplificador (por supuesto, por separado para cada canal).

En primer lugar, el control deslizante de la resistencia ajustada R60 debe colocarse en la posición correspondiente a su resistencia máxima (completamente en sentido antihorario). Para romper el bucle OOS al comprobar las etapas de salida del amplificador, se desolda temporalmente el R33. Para eliminar la influencia del limitador "suave" durante la configuración, la resistencia de las resistencias R16, R17 debe reducirse a 56...62 kOhm. Y también necesita abastecerse de una variable de múltiples vueltas o una resistencia de recorte con un valor nominal de 10 a 22 kOhm y una variable regular (de una sola vuelta) o una resistencia de recorte con un valor nominal de 10 kOhm. No debe haber ningún puente en el grupo de contactos S1 al configurar el amplificador.

La primera etapa es una evaluación del rendimiento de las cascadas en VT5 - VT43. Primero, verifique los modos DC y la capacidad de servicio de la unidad de protección. Para ello, los terminales de la base de los transistores VT5 se conectan al cable común mediante un puente. VT7, utilizando el orificio del pin soldado R33 (las bases VT5, VT7 están conectadas en la placa); luego cierran el circuito de alimentación de ±40 V al cable común y conectan la fuente de alimentación y la unidad de automatización al conector XP1, y conectan el devanado del transformador a XP4, que proporciona alimentación de ±53 V (contactos más externos). En este caso, los devanados del rectificador de ±40 V deben estar DESCONECTADOS del XP4. El circuito RLC de salida y la carga aún no están conectados.

Después de esto, encienda la fuente de alimentación y verifique los modos de corriente continua de los transistores VT13, VT14. La tensión de alimentación de la cascada (es conveniente medirla en los terminales de las resistencias R72 y R75, respectivamente) debe ser ±52...55 V o 12...15 V mayor que la tensión de alimentación real de la etapa de salida. El voltaje en la sibila y los tronos VD23 y VD24 debe ser de aproximadamente 3 V. en las resistencias R59 y R63, aproximadamente 2.4 V cada una, en R44 y R38, aproximadamente 15 V. El voltaje en los colectores VT13, VT14 en relación con el cable común debe no exceda de 1 V. Cuándo Durante las mediciones, se debe tener cuidado para evitar cortocircuitos accidentales de los circuitos que se prueban con el cable común con la sonda del dispositivo (preferiblemente placas con revestimiento aislante - "pintura verde"). Los transistores VT9 - VT12, VT44, VT45 deben permanecer cerrados después de conectar la alimentación.

Para verificar el umbral de protección, se conecta una resistencia variable con una resistencia de 44 kOhm entre la base VT53 y el cable de alimentación de +10 V, cuyo control deslizante se conecta a uno de los terminales a través de una resistencia limitadora (1-1.5 kOhm). y colóquelo en la posición de máxima resistencia. Luego, encendiendo la alimentación, gire lentamente el control deslizante de la resistencia hasta que se active el disparador de protección y se encienda el LED HL3 (o HL4) en el tablero de indicación, conectado en paralelo a VD22 en el tablero del amplificador correspondiente.

Luego mida el voltaje entre la salida del amplificador y la base del transistor VT44: un valor en el interno de 1,7... 2.2 V se considera normal. A continuación, intente restablecer el disparador de protección con el botón SB1 (en el tablero de indicación, consulte la Fig. 19). en este caso, no debería realizarse ningún reinicio. Después de esto, apague la alimentación, desolde la resistencia variable y mida su resistencia entre los terminales exteriores. Con una tensión de alimentación de ±53 V, debería ser de unos 5 kOhm.

A continuación, se comprueba de la misma forma el umbral de conmutación VT45. la única diferencia es que para conectar las resistencias se utiliza un circuito de alimentación de -53 V. Los umbrales de protección deben ser aproximadamente los mismos. También es necesario verificar la caída de voltaje en los diodos Zener VD23 y VD24 después de que se activa la protección; no debe exceder los 0.4 V.

Después de esto, la señal pasa a través del amplificador operacional DA1. El componente CC en la salida DA1 no debe exceder los 25 mV. y al tocar los terminales del condensador C1 con la mano, debería aparecer en la salida DA1 una señal de interferencia e interferencia con la frecuencia de la red. Si es necesario, puede utilizar un generador para controlar el paso de la señal y evaluar la respuesta de frecuencia del filtro (la frecuencia de corte en el nivel de -3 dB debe ser de aproximadamente 48 kHz). A una frecuencia de 1 kHz su coeficiente de transmisión es 2.

El siguiente paso es comprobar la funcionalidad y configurar la corriente de reposo de las cascadas en los transistores VT5 - VT8. VT13 - VT43.

Para hacer esto, necesitará un generador de señales sinusoidal y un osciloscopio (preferiblemente uno de dos canales). multímetro capaz de medir voltaje CC 80... 100 m8 con un error no mayor a 5 mV, y la resistencia variable multivuelta mencionada anteriormente. El cheque es el siguiente. Las bases VT5 y VT7 ahora se desconectan del cable común y se conectan al motor resistor multivuelta, los otros dos terminales de la resistencia se conectan a los buses de +16.5 y -16,5 V. Habiendo eliminado las conexiones realizadas anteriormente del ± Circuitos de 40 V con el cable común en la placa, los terminales del devanado del transformador, destinado a alimentar la etapa de salida, se conectan a los contactos correspondientes XP4 (pines 2.3 y 6.7) a través de resistencias con una resistencia de 3,9 - 10 Ohmios y una potencia de al menos 25 W. Para evitar quemarse accidentalmente, es útil colocar cada resistencia en un vaso de agua aparte.

Después de conectar la alimentación, verifique la presencia y simetría del voltaje rectificado en los buses de potencia ±40 V (puede estar dentro de 9...25 V), así como el voltaje entre el colector y el emisor del VT15. Si supera los 4,5 V, debe apagar inmediatamente la alimentación y aumentar la resistencia R61.

Luego, conecte el voltímetro al colector VT14 y vuelva a encender la alimentación. Al girar el motor de resistencia variable de vueltas múltiples, se establece un voltaje de -14...-2.5 V en el colector VT3.5 en relación con el cable común. En este caso, el voltaje en las bases de VT5 y VT7 no debe exceder ±1 V. La asimetría se elimina seleccionando la resistencia R59 dentro de límites pequeños. Diodo Zener VD23 (para desviación positiva) o R63. VD24 (con una desviación a menos). Si no se puede establecer la simetría o el voltaje requerido para el equilibrio en las bases VT5. VT7 supera los 3...4 V. Es necesario comprobar la instalación y sustituir los elementos defectuosos. Los signos indirectos de un mal funcionamiento pueden incluir un calentamiento excesivo de resistencias o transistores.

Habiendo logrado la simetría en el amplificador de voltaje, comienzan a establecer la corriente de reposo de la etapa de salida. Este procedimiento también se realiza mejor en varios pasos. En primer lugar, al encender, verifique el voltaje entre las bases de los transistores VT20 - VT23 y VT24 - VT27. Si es superior a 2.5 V, lo más probable es que uno de los transistores VT20-VT27 esté roto. Luego verifique el voltaje en las uniones base-emisor VT16. VT18 y VT17. VT19: deben desplazarse hacia adelante. A continuación, verifique la ausencia de polarización inversa en las uniones base-emisor VT20 - VT23 y VT24 - VT27. Después de esto, girando con cuidado el motor R60 en el sentido de las agujas del reloj, ajuste el voltaje entre las bases de los transistores VT20 - VT23 y VT24 - VT27 entre 2.2...2.3 V. Los transistores de salida permanecerán en modo clase B.

A continuación se comprueba el funcionamiento de la etapa de salida. Se suministra una señal sinusoidal del generador a las bases VT5, VT7 a través de un condensador de acoplamiento con una capacidad de al menos 0.33 μF (puede ser cerámico), y la entrada "abierta" del osciloscopio se conecta al bus que conecta las resistencias del emisor. de la etapa de salida (R94 - R108). Para la conexión es conveniente utilizar el conector XP2. Durante la configuración, se instala un puente en cuyos contactos se cierran todos los contactos.

Cuando se utiliza un osciloscopio de dos canales, es conveniente conectar el segundo canal a las bases VT5, VT7. Después de encender la alimentación, verifique el voltaje constante en la salida del amplificador; debe establecerse dentro de ±4 V. De lo contrario, debe ajustar la resistencia de múltiples vueltas que establece el voltaje en las bases VT5, VT7.

Al configurar la frecuencia del generador en 10 kHz y aumentar suavemente el nivel de su señal de salida a 0.2...0.5 V, se observa la limitación de la señal de salida del amplificador. La entrada y salida de la limitación debe realizarse sin procesos transitorios. El coeficiente de transferencia de las bases VT5, VT7 a la salida del amplificador a una frecuencia de 10 kHz puede estar en el rango de 110... 160. Al reducir el nivel de la señal de salida a 1...2 V y conectar la carga al amplificador, compruebe si hay una fuerte disminución en el “paso” de la señal de salida cuando su frecuencia aumenta a 50... 100 kHz.

Después de asegurarse de que la etapa de salida esté en buen estado de funcionamiento, se procede a la instalación final de la corriente de reposo, controlándola mediante el voltaje en las resistencias del emisor. Para hacer esto, conecte un voltímetro entre los emisores de cualquier par de transistores de salida, por ejemplo. VT28 y VT36, y ajustando la resistencia R60 establezca este voltaje en 180 mV. Cuando no se suministra la señal del generador, el voltaje en la salida de la cascada no debe exceder ±3,-4 V (si es necesario, ajuste con una resistencia multivuelta). La corriente de reposo de este amplificador, a diferencia de la mayoría de los demás, disminuye a medida que se calienta, por lo que finalmente debe ajustarse después de que el amplificador se calienta.

Después de configurar la corriente de reposo, verifique la caída de voltaje en las otras resistencias emisoras de la cascada. Debe estar en el rango de 70... 120 mV. Es mejor reemplazar los transistores cuyas resistencias emisoras tengan un voltaje anormalmente bajo o excesivo, pero no es necesario lograr una igualdad exacta de voltaje. La dispersión de los valores de voltaje base-emisor de los transistores de salida conectados en paralelo contribuye a una conmutación más suave de los brazos de la etapa de salida y, en consecuencia, a una reducción de la distorsión (en relación con el caso en el que todos los transistores se conmutan simultáneamente).

Después de configurar la corriente de reposo, es aconsejable verificar el amplificador en busca de ráfagas de generación de RF desde transistores individuales. Para hacer esto, se suelda un capacitor con una capacidad de 1...10 pF al extremo de la sonda 500:2,2 de un osciloscopio de alta frecuencia (dicha sonda tiene una resistencia de entrada de 3.9 ohmios, pero una capacitancia de entrada insignificante ). Luego se suministra una señal con una frecuencia de 5... 7 kHz a las bases VT0.3, VT1 desde el generador y, aumentando gradualmente el nivel de la señal, se observa la presencia de ráfagas de oscilaciones de HF en los siguientes puntos: en los emisores VT5 , VT7, en los emisores y colectores VT6, VT8, en las bases VT13, VT14, en los colectores VT13, VT14, en los emisores VT16 - VT19. Si el osciloscopio es lo suficientemente sensible, es mejor no conectar la sonda, sino simplemente acercarla, ya que en ella se inducen perfectamente las tensiones de RF.

También es útil comprobar la ausencia de tensión de RF en los buses que conectan las bases de los transistores de salida y etapas anteriores. La visualización en cada punto debe realizarse en todo el rango de amplitudes de la señal suministrada a las bases VT5, VT7: desde su ausencia hasta una profunda limitación. Si no tiene un osciloscopio de alta frecuencia, puede usar un voltímetro de banda ancha, pero puede dar lecturas falsas debido a los armónicos de la señal de baja frecuencia durante el recorte.

Si se identifican transistores autoexcitantes, es mejor reemplazarlos por otros que estén en buen estado de otro lote. Si el reemplazo no produce el efecto deseado, se instalan circuitos RC en serie con clasificaciones de 33 a 68 ohmios y 100 pF para transistores de baja potencia hasta 470 pF y 10 ohmios para transistores de potencia media entre los terminales base y emisor. También puede intentar conectar una resistencia de pequeño tamaño con un valor nominal de 10 a 39 ohmios en serie con el objetivo base del transistor generador.

Después de realizar pruebas a tensión de alimentación reducida, se eliminan las resistencias en los circuitos rectificadores de ± 40 V y se vuelve a comprobar la ausencia de autoexcitación en HF a plena potencia.

Si tiene un generador de señales sinusoidal que cubre el rango de frecuencia de hasta 10 MHz, es muy conveniente monitorear la respuesta de frecuencia de señal pequeña y la respuesta de fase de la ruta desde VT5, VT7 a XP2.

En condiciones de aficionados, esto se hace más cómodamente utilizando un osciloscopio de dos canales. Se suministra una señal de entrada a un canal (desde la base VT5, VT7) y una señal desde el conector XP2 al otro. Cuando utilice un osciloscopio de un solo canal, deberá cambiar su barrido al modo de sincronización externa con una señal del generador (muchos generadores de señales también tienen una salida para sincronizar el osciloscopio) para estimar el cambio de fase del desplazamiento del oscilogramas. Al registrar la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase de señal pequeña, el rango de voltaje de salida pico a pico debe mantenerse dentro de 0.5...1 V. Para la estabilidad del amplificador, el rango de frecuencia más importante es 1...10 MHz. . Las tolerancias y los valores nominales de respuesta de frecuencia y respuesta de fase se dan en la tabla. 2.

Las mediciones deben realizarse para tres valores del componente constante del voltaje de salida, una vez para voltajes cercanos a cero y los otros dos, con un voltaje de salida que no alcanza el umbral límite en 2...4 V en cada uno. lado. El aumento en el cambio de fase debido a un cambio en el componente DC del voltaje de salida hasta una frecuencia de 7 MHz no debe exceder 6...9". Si se detecta un cambio de fase excesivo durante las mediciones, entonces, como regla general , esto se debe a una frecuencia de corte insuficiente de los transistores VT 13 - VT 19 , con menos frecuencia - VT20 - VT23 o VT24 - VT27.

Las resonancias parásitas de los condensadores C53 - C76 de baja calidad también pueden provocar anomalías en la respuesta de frecuencia y de fase. Por lo tanto, tiene sentido "pasar" suavemente el rango de frecuencia de 1...10 MHz con el generador, observando los cambios en el voltaje de salida para asegurarse de que no haya saltos bruscos en la respuesta de frecuencia ni picos en la respuesta de fase. No debe conectar una carga al medir la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase a altas frecuencias, ya que el circuito RLC de salida por encima de 500 kHz prácticamente separa la carga de la salida del amplificador.

Si lo desea, puede comprobar la velocidad máxima de respuesta del amplificador aplicando VT5 a las bases. Señal VT7 con una frecuencia de 0.8... 1.2 MHz y. aumentando gradualmente su nivel, observe el momento en que aparece un límite en la velocidad de aumento (las medias ondas de la onda sinusoidal pierden su simetría). Este experimento, sin embargo, es extremadamente arriesgado y puede provocar el fallo de potentes transistores. Esto está relacionado con esto. que la tasa máxima permitida de aumento del voltaje colector-emisor para los transistores de las series KT818, KT819 es 150 V/μs (para los mejores transistores importados - 250...300 V/μs), y que el amplificador es capaz de alcanzar velocidades hasta 160..200 V/μs. Se recomienda reducir la tensión de alimentación de la etapa de salida a ±30 V durante esta prueba.

Después de completar con éxito las comprobaciones, se suelda la resistencia R33 en su lugar. conectando la etapa preliminar al amplificador operacional DA1. y reintroduzca resistencias protectoras en el circuito rectificador ±40 V. Se instala un puente en el conector XP2 y los terminales C52 están cerrados. y la entrada del amplificador está conectada a un cable común. La entrada del osciloscopio debe estar conectada a XP2. Después de encender el amplificador, ahora está cubierto por el OOS general. el valor de estado estable del componente constante en la salida del amplificador no debe exceder varios mV, y la amplitud del ruido de salida de banda ancha no debe exceder los 10 mV. Además, la mayor parte de este ruido son interferencias de alta frecuencia de las estaciones de radio y de fondo con la frecuencia de la red. Si la potencia del amplificador operacional aparece más tarde o cae antes de lo que aumenta o cae la potencia de la etapa de salida, cuando el amplificador se enciende y apaga, es posible que se produzcan destellos de autoexcitación en el circuito de retroalimentación. No representan ningún peligro, solo es indeseable encender el amplificador inmediatamente después de apagarlo. Para retrasar la caída en el voltaje de suministro del amplificador operacional, se usa la capacitancia de los capacitores C22. Se recomienda aumentar C23 y C32, C33 en la unidad de automatización a 2200 µF.

Si el amplificador, después de encenderlo, entra en un estado de generación continua y una verificación previamente realizada de la respuesta de fase de las cascadas desde VT5, VT7 al conector XP2 arrojó resultados positivos, lo más probable es que haya un error en la instalación o clasificación de los elementos R22 - R25. R27. R28. C16-C18. o el amplificador operacional DA3 tiene un defecto: un margen de estabilidad reducido. Otra razón puede ser un cambio en la corriente de reposo de los transistores de salida después de cualquier reemplazo (una disminución en la corriente de reposo reduce el rendimiento de los transistores de salida y aumenta el cambio de fase que introducen). Es poco probable que haya otras razones.

Nota: la desigualdad de la respuesta de frecuencia en el rango de 4 a 10 MHz debe estar dentro del rango de -0.7 .. + 2 dB con respecto al valor a una frecuencia de 4 MHz, y el aumento de la respuesta de frecuencia en frecuencias superiores 10 MHz no debe exceder de 3 a 3.5 dB.

Después de eliminar la generación, solo queda comprobar el margen de estabilidad en el bucle OOS. Para hacer esto, la señal del generador de pulsos cuadrado se suministra al pin 1 del grupo S1 (Fig. 13) en la placa del amplificador. La amplitud de la señal del generador debe ser de 5... 10 V. Al mismo tiempo, la amplitud de la señal de salida del amplificador se observa en XP2. debe ser la mitad del tamaño. La magnitud relativa del aumento en los frentes de pulso no debe exceder el 20% (en la copia del autor era aproximadamente el 8%; ver Fig. 20) y. Lo más importante es que el "sonido" después del frente debería desaparecer por completo en no más de un período y medio. Pequeñas "ondulaciones" en los "estantes" visibles en la Fig. 20 es el resultado de una resonancia parásita en el circuito de potencia del microcircuito digital en el que está ensamblado el generador de impulsos. El tiempo de subida o bajada (en niveles del 10 y el 90% de los valores de estado estacionario) debe ser de aproximadamente 70 ns (ver Fig. 21).

La apariencia del frente y la caída en la salida del amplificador, si la señal del generador tiene el mismo frente y caída, debe ser completamente simétrica a simple vista. Si ese no es el caso. entonces existe una alta probabilidad de que uno de los brazos del amplificador de tensión (VT5 - VT8, VT13, VT14) o del repetidor de salida tenga elementos defectuosos. El DA3 también puede estar defectuoso. Si el aumento excede el 20...25% o se nota un “timbre” después del aumento, es necesario aumentar la capacitancia del capacitor C46 y seleccionar la resistencia R71 de acuerdo con la atenuación más rápida del proceso transitorio.

Entonces es aconsejable comprobar el margen de estabilidad del amplificador en todo el rango de tensiones de salida bajo carga. Para ello, se conecta a la HRZ un circuito RLC de salida (L1. L2. R118-R121. C77. C78) y una carga activa con una resistencia de 0.8 de la nominal. Después de esto, se verifica el tipo de procesos transitorios en XP2 con una carga conectada.

A continuación, se elimina el cortocircuito entre la entrada del amplificador y el cable común y se suministra una señal de baja frecuencia (100...200 Hz) desde un generador de señal sinusoidal a la entrada del amplificador. En este caso, el generador de ondas cuadradas aún debe estar conectado a S1. Al aumentar la amplitud de la señal sinusoidal, se observa un proceso transitorio en XP2 a diferentes voltajes de salida instantáneos, hasta el umbral límite. Si, a medida que el voltaje de salida se acerca al umbral límite, no hay un aumento excesivo en el exceso y el "timbre" durante el proceso transitorio de los pulsos rectangulares, puede cerrar las resistencias de seguridad en los circuitos rectificadores de ± 40 V y repetir la prueba a plena potencia. . El cable a través del cual se conecta la placa del filtro de salida no debe tener una longitud mayor a 0,4 m, finalmente se puede desconectar la carga y verificar las características transitorias sin carga.

Aumentar el margen de fase a 80...90' para obtener un proceso transitorio sin exceso en el UMZCH (como en la mayoría de los otros amplificadores de banda ancha) no es práctico. Al mismo tiempo se reduce varias veces el rango de funcionamiento del sistema de retroalimentación ambiental y especialmente su profundidad alcanzable en el límite superior del rango de frecuencia de funcionamiento. Estas decisiones suelen justificarse por la necesidad de garantizar la estabilidad cuando el amplificador funciona bajo una carga compleja; sin embargo, como usted sabe, la guillotina no es el único ni el mejor remedio para los dolores de cabeza. Varios elementos del filtro de salida, en opinión del autor, no son un precio muy caro a pagar por la oportunidad de ampliar el ancho de banda OOS en un orden de magnitud.

El último paso de ajuste es establecer el umbral de límite suave. Antes de configurar el umbral, es necesario quitar el puente de C52 y conectar el pin +OS - contacto FBH (en la placa - entre las resistencias R40 y R41) con los pines XP2. manteniendo el puente en el conector. Es útil conectar un filtro de salida y una carga nominal a la salida del amplificador.

La forma más conveniente de ajustar el umbral del límite suave es instalar resistencias R16 y R17 de un valor mayor (por ejemplo, 75 kOhm). y luego, conectando resistencias con una resistencia de 0,2... 1 MOhm en paralelo con ellas, asegúrese de que la entrada a la limitación del propio amplificador de potencia (determinada por la aparición de una señal en la salida DA2) se produzca solo cuando la entrada está sobrecargado de 2 a 3 veces (en comparación con la situación sin un limitador suave). A pesar de. Dado que el umbral límite monitorea el valor de la tensión de alimentación de la etapa de salida, la compensación no es ideal, por lo que el limitador debe ajustarse a la tensión de alimentación nominal y conectarse a la carga nominal. La resistencia R16 es responsable del umbral límite de la media onda negativa (en la salida del amplificador) y R17 es responsable de la media onda positiva.

Cuando la tensión de alimentación de la etapa de salida es superior a ±30 V, también es aconsejable configurar con mayor precisión el umbral de protección OBR. Para ello, las resistencias R114 y R117 se ajustan en un 12... 15% más que aquella con la que funciona la protección a la tensión máxima de salida del amplificador en ralentí sin carga.

Después de ensamblar y configurar el amplificador, existe un deseo natural de determinar sus características. Mediciones de potencia. Respuesta frecuente Las relaciones de transmisión generalmente no causan problemas. Es necesario tener más cuidado al medir el ruido: debido al ancho de banda muy amplio, el amplificador de potencia amplifica las interferencias de las estaciones de radio hasta el rango de HF. Por lo tanto, al medir el ruido, es necesario limitar el ancho de banda de la señal suministrada al voltímetro.

La forma más sencilla de hacerlo es con un filtro pasivo de primer orden. La banda de ruido de dicho filtro es 1.57 veces más ancha que su banda de paso, por lo tanto, si desea medir ruido en la banda de 22...25 kHz. La frecuencia de corte del circuito RC debe elegirse igual a 14... 16 kHz.

Otro problema a la hora de medir el ruido es la interferencia con la frecuencia de la red. La forma más sencilla de filtrarlos es utilizando un filtro de paso alto con una frecuencia de corte de 1 kHz, pero en cualquier caso es necesario realizar las conexiones correctamente y blindar el amplificador.

Para evitar la aparición de circuitos cerrados del cable común, todas las fuentes de alimentación están aisladas y conectadas solo en la placa del amplificador, y en la placa se separan los conductores comunes para los circuitos de señal y potencia. Su punto de conexión está equipado con un orificio para soldar un cable (con una sección transversal de al menos 0.75 mm2) que conecta el cable común de la placa del amplificador a la caja; este orificio se encuentra entre R65 y R69. La conexión de todos los circuitos (excepto la pantalla del transformador) a la carcasa del amplificador se realiza en un solo lugar, seleccionado experimentalmente para el nivel más bajo de interferencia.

El voltaje de ruido debe medirse con un milivoltímetro de verdadero valor eficaz, por ejemplo. VZ-57. Cuando se utiliza un milivoltímetro convencional, se debe realizar una corrección en el resultado: subestima el ruido en un 12... 15%. En el diseño del amplificador del autor, el ruido de salida en la banda de 1...22 kHz con una entrada cerrada, incluso sin blindaje, no supera los 80... 100 µV.

La mayor dificultad surge al medir las distorsiones no lineales y de intermodulación introducidas por un amplificador. Esto está relacionado con esto. Esto gracias a la baja distorsión del amplificador incluso antes de la cobertura de la retroalimentación negativa (no más del 1...2%) y la profundidad de la retroalimentación negativa en todo el rango de frecuencia de audio que supera los 85 dB. Las principales fuentes de distorsión son las imperfecciones de los componentes pasivos, la interferencia de la etapa de salida push-pull y la distorsión introducida por el filtro de entrada en DA1. En frecuencias superiores a varios kilohercios, la no linealidad de la capacitancia de los diodos VD9 - VDI4 en el modo "suave" El circuito limitador comienza a hacer su contribución. Teniendo en cuenta todas las medidas adoptadas. Como resultado, la distorsión de un amplificador en funcionamiento no supera el 0.002%. que está por debajo de los límites de medición de la mayoría de los instrumentos de medición, y también menor que la distorsión y el ruido de la mayoría de los generadores. El rango dinámico de la mayoría de los analizadores de espectro tampoco supera los 90 dB. o 0.003%. Por lo tanto, la medición directa de las distorsiones no lineales y de intermodulación de dichos amplificadores utilizando medios estándar es prácticamente imposible.

La solución generalmente aceptada en tal situación es utilizar una técnica similar a la utilizada para probar generadores. La señal de frecuencia fundamental en la salida del dispositivo bajo prueba se atenúa mediante un filtro de muesca y se utiliza un analizador de espectro para extraer armónicos y componentes combinacionales del ruido de banda ancha. Sin embargo, esto plantea el problema asociado con la influencia del filtro de muesca en las características del dispositivo bajo prueba. En el caso de un UMZCH que tiene una impedancia de salida baja (¡y bastante lineal!) Incluso sin un OOS general y un filtro con una impedancia de entrada alta, cuando se utilizan dispositivos certificados (por ejemplo, un filtro del kit generador GZ-118 ), esta influencia puede despreciarse.

A continuación, se requiere un analizador de espectro para las mediciones. Debido al uso generalizado de las PC. equipados con tarjetas de sonido, varios autores no suficientemente atentos recomiendan utilizar analizadores de espectro de software (SpectraLab, etc.). Esto ignora el hecho de que el rango de frecuencia del ADC de las tarjetas de sonido no supera los 22 kHz. aquellos. en frecuencias de señal superiores a 11 kHz, incluso el segundo armónico supera el ancho de banda de la placa.

Para evaluar rápidamente las distorsiones, puede proceder de la siguiente manera. A la salida del UMZCH se conecta un filtro de paso bajo con una frecuencia de corte de 200...250 kHz y luego un filtro de muesca preconfigurado incluido en el kit del generador. Luego se suministra a la entrada del amplificador una señal de un generador con bajas distorsiones no lineales, por ejemplo. GZ-118 o GS-50 (0.0002% a 10 kHz), y la señal a la salida del filtro de muesca se observa con un osciloscopio de alta sensibilidad.

El filtro de paso bajo es necesario para reducir el nivel de ruido de modo que se puedan ver los productos de distorsión. Sin embargo, en la copia del autor, los productos de distorsión resultaron indistinguibles del ruido de fondo hasta el comienzo del funcionamiento del limitador "suave", incluso a una frecuencia de 20 kHz.

Las respuestas a las preguntas

1. ¿Qué causa la mayor complejidad del amplificador?

Este amplificador de potencia utiliza casi todos los componentes adicionales: un filtro de entrada, limitación suave, arranque suave, protección y dispositivos de indicación. Este enfoque es típico de los amplificadores profesionales.

2. ¿Qué diseño sirvió como prototipo para ello?

El prototipo de este UMZCH (así como de otros diseños populares en aquella época) es un amplificador, cuya descripción se publicó en el número 14 de 1977 de la revista "Radio. Fernsehen, Elektronik" (Wiederhold M. "Neuartige Konzeption fur einen Hi-Fi Leistungverstrker" ). En la Fig. 1 muestra su diagrama funcional. Se utiliza un amplificador operacional como preamplificador. seguido de un amplificador que consta de un seguidor de emisor en el transistor VT2 y los transistores VT1, VT3 (conectados según el circuito con OB). Las desventajas de este UMZCH incluyen el uso de circuitos resistivos de diodos no lineales para establecer la corriente de reposo de la etapa de salida y el uso de un amplificador operacional que sufre un "paso" - (μA709 - análogo de K153UD1). Además, la corrección de frecuencia de este amplificador no es óptima.

Otro UMZCH con una estructura de amplificador cascodo similar, descrito por V. Kletsov ("Amplificador de baja frecuencia con baja distorsión". - Radio. 1983. No. 7. págs. 51 - 53), se distingue por la ausencia de una opción. amplificador en el circuito de señal (Fig. 2) y la aparición de un diodo Zener VD1 para igualar el nivel. El uso de una cascada diferencial simple, e incluso con una captación de señal asimétrica, provocó una fuerte influencia del circuito de alimentación +Upit1. Cabe señalar aquí que el uso de etapas de entrada discretas que utilizan circuitos conocidos y más complejos puede justificarse y conducir a resultados interesantes.

A continuación debería llamarse “UMZCH de alta fidelidad” de N. Sukhov (Radio, 1989. No. 6. p. 55 - 57: No. 7. p. 57-61). El diagrama de bloques de este PA se muestra en la Fig. 3.

El uso de un amplificador operacional relativamente lineal redujo el nivel de distorsión (al menos en bajas frecuencias) al menos en un orden de magnitud en comparación con los diseños realizados con soluciones de circuitos tradicionales. Al mismo tiempo, el integrador del amplificador operacional en el circuito OOS de corriente continua del PA, que es esencialmente útil, está conectado a uno de los terminales del circuito de equilibrio del amplificador operacional DA1, lo que conduce a una violación. de la simetría de su etapa de entrada. El uso de dos diodos en lugar de tres en el circuito de polarización del transistor VT7 (como en el prototipo de la Fig. 1) aumentó la no linealidad del amplificador cascodo y la falta de medidas para evitar que los transistores del amplificador de voltaje entren en el nivel cuasi- El modo de saturación obligó a la corrección de frecuencia a "tocar la trompeta". Como resultado, las características dinámicas de este UMZCH resultaron estar lejos de ser potencialmente posibles. Un componente interesante de este amplificador fue el compensador de resistencia de los cables de conexión en el circuito de carga, que anteriormente se utilizaba principalmente en equipos de medición.

Tenga en cuenta que el amplificador de N. Sukhov (y luego el amplificador de S. Ageev) utilizó soluciones de circuito exitosas propuestas por P. Zuev (“Amplificador con OOS de bucle múltiple”. - Radio. 1984. No. 11. págs. 29 - 32. págs. 42, 43). Esta es una protección de "disparador" eficaz contra la sobrecarga de corriente (especialmente cuando ocurre una corriente pasante), realizada en los transistores VT3 - VT6, VT15 (Fig. 3). y un filtro de entrada que limita la exposición del amplificador a interferencias fuera de banda.

Tenga en cuenta que en ninguno de los diseños anteriores, excepto en el diseño de S. Ageev, la protección se realiza teniendo en cuenta el área de operación segura (ROA) de los transistores de salida. Esto es significativo, ya que cuando se opera con una carga real, las trayectorias de los puntos de operación de los transistores de salida en estos diseños van mucho más allá de los límites del OBR. lo que reduce drásticamente su fiabilidad.

El diagrama de bloques del UMZCH de S. Ageev se encuentra en "Radio", 1999, núm. 10, p. 16. Una enmienda: el transistor superior VT6 en el diagrama de bloques debe denominarse VT8.

Tenga en cuenta que las características reales y el "comportamiento" del amplificador cuando funciona con una carga real están determinadas por el grado de elaboración de las "pequeñas cosas" del circuito, la corrección de frecuencia y la implementación del diseño. Por lo tanto, se garantiza un fuerte aumento en la linealidad del amplificador de voltaje tanto por la simetría del circuito como por un aumento en el voltaje de suministro. La alimentación separada de la etapa de salida mejora significativamente el aprovechamiento de la tensión, aumenta la potencia de salida alcanzable y facilita el funcionamiento de los transistores de salida. La reducción de la corriente máxima que fluye a cada transistor de salida permitió evitar una fuerte disminución en su ganancia de corriente (la disminución en el coeficiente de transferencia de corriente base h21e en KT818 y KT819 comienza con una corriente de colector superior a 1 A) y mantener la linealidad del etapa de salida.

La distribución de la corrección de frecuencia en el amplificador es casi óptima, lo que permitió mejorar sus características dinámicas en un orden de magnitud y la profundidad de la retroalimentación en frecuencias más altas del rango de audio en dos órdenes de magnitud en comparación con el mejor prototipo. . Modificando la fuente de polarización inicial, se garantiza la estabilidad térmica del amplificador. La supresión del efecto de detección de señales de RF se logra equilibrando la estructura, introduciendo resistencias en serie con condensadores de corrección e introduciendo condensadores entre las bases de los transistores de la etapa de salida para asegurar su equilibrio dinámico. El amplificador también utiliza un circuito RLC especialmente diseñado en la salida y un dispositivo de protección teniendo en cuenta el OBR. y los amplificadores operacionales se utilizan en la conexión inversora.

El diseño del amplificador, aunque bastante complejo, cumple plenamente con la tarea de obtener mínimos cambios de fase y radiación espuria de la etapa de salida.

Aumentar la linealidad original (sin OOS), mejorar las propiedades de velocidad y OOS de banda ancha siempre mejora los amplificadores, y los exámenes "auditivos" lo confirman.

3. Publicar el diagrama completo de interconexión de nodos y placas amplificadoras.

Un diagrama completo de las interconexiones del amplificador se muestra en la fig. cuatro

4. ¿Cómo reducir la potencia de salida de un amplificador y simplificarlo sin degradar sus parámetros?

Para reducir la potencia del amplificador a 60...80 W con una carga de 4 ohmios, es suficiente reducir el número de transistores en la etapa de salida, reducir la tensión de alimentación de la etapa de salida a ±28...± 30 V, y la tensión de alimentación del amplificador de tensión, respectivamente, ±40... ±43 V. Para transistores domésticos, la etapa de salida óptima es de 5 a 6 unidades. KT818-KT819 con índices V. G o 2 - 3 uds. KT8101-KT8102 por hombro en la etapa final, 4 uds. KT639 (con índices D, E) - KT961 (con índices A. B) por brazo en la segunda etapa, así como dos KT9115 (con índices A. B) y KT602B (o 6M) en la primera etapa de la etapa de salida .

Resistencias en el circuito emisor KT818-KT819: resistencia de 0.6...0,7 ohmios (dos en paralelo, 1,2...1,5 ohmios cada una) con una corriente de reposo de 90...100 mA por transistor, para KT8101 - KT8102 - 0.3. ..0.4 ohmios (tres en paralelo, 1...1.2 ohmios cada uno) con una corriente de reposo de aproximadamente 200 mA por transistor.

Corriente de reposo KT639-KT961 - 65...70 mA cada uno (R82 - R855 - resistencia 18...22 ohmios), corriente de reposo KT9115/KT602 - 15 mA cada uno (R76. R77 - no 180...200 ohmios).

Diodos en emisores VT16-VT19 (ver "Radio". 2000. No. 4) - KD521, KD522, KD510 con cualquier índice.

Como ya se mencionó en el artículo de S. Ageev, si es posible, se recomienda el uso de transistores importados (ver "Radio", 2000, No. 5, p. 23). El autor recomienda transistores 9115SA2 en lugar de KT1380. Es necesario reemplazar KT969 por KT602BM o 2SC3502. Para la opción de 60...80 W con una fuente de alimentación de 28...31 V, en la primera etapa de la etapa de salida, un par de transistores con una corriente de reposo de aproximadamente 20 mA (clasificación R76 - 130-150 ohmios ) es suficiente, en la segunda etapa - 2 uds. en el brazo 2SB649 y 2SD669 o 2SA1249 y 2SC3117 con una corriente de reposo de 80...90 mA (nominal R82, R83 - 13 - 15 ohmios). En la salida, es suficiente un par de 2SA1216/2SC2922 con resistencias en los emisores con una resistencia de 0,2 ... 0,25 ohmios y una corriente de reposo de aproximadamente 200 mA, sin embargo, es mejor (pero más caro) instalar dos pares. de 2SA1215 y 2SC2921 con resistencias de 0,3 Ohmios. con una corriente de reposo de aproximadamente 120 mA por par.

Condensadores de filtro de tensión de alimentación 28...30 V - 6 uds. con una capacidad de 4700 uF a 35 V en cada brazo. Diodos rectificadores: KD213 con cualquier índice de letras.

Al cablear la placa PA usted mismo, debe prestar especial atención para minimizar las inductancias parásitas de los circuitos de potencia y el cable común de la potente etapa de salida.

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5. ¿Cuáles son la respuesta de frecuencia y la respuesta de fase del amplificador?

La respuesta de frecuencia del propio PA (sin filtros) se extiende desde corriente continua hasta 3.5...4 MHz (en el nivel -ZdB). La banda operativa de OOS es algo más amplia debido a la acción de aumentar los condensadores conectados en paralelo con las resistencias de OOS. El cambio de fase del PA en la banda de frecuencia de audio es de una fracción de grado.

6. ¿Cuál es la razón para usar un sistema operativo tan "antiguo"?

La cosa es. que, según sus características, el amplificador operacional KR140UD1101 es mucho mejor que cualquier otro para su uso en UMZCH.

En primer lugar, la respuesta de frecuencia de este amplificador operacional tiene un par polo-cero adicional, lo que le permite aumentar drásticamente el producto efectivo de ganancia por banda. En un amplificador completamente corregido, su valor es de aproximadamente 50x103 a una frecuencia de 100 kHz y la frecuencia de ganancia unitaria es de aproximadamente 15 MHz. Es esta circunstancia (tres veces la ganancia del bucle que con la corrección unipolar estándar) la que mejora significativamente la capacidad de este amplificador operacional para corregir errores introducidos por otros elementos.

En segundo lugar, el tiempo que el amplificador operacional sale de la limitación no supera los 200 ns. en particular, previene la excitación del UMZCH durante sobrecargas. Otra ventaja es el excelente aprovechamiento de la tensión de alimentación. También son importantes las corrientes de entrada y la capacitancia bajas (menos de 2 pF), la alta ganancia de CC y la linealidad muy alta en una amplia banda de frecuencia.

Las afirmaciones que a veces se encuentran sobre la no linealidad o asimetría significativa (en comparación con otros amplificadores operacionales) de las características de transferencia del LM318 (KR140UD1101) no encuentran confirmación experimental. Por el contrario, gracias a la profunda retroalimentación local y la corriente de reposo relativamente grande, las distorsiones intrínsecas de este amplificador operacional sin retroalimentación. especialmente en RF o bajo carga, son más bajos que la mayoría de los amplificadores operacionales de uso general. La asimetría de las tasas máximas de subida y bajada (normalmente superiores a 75 V/μs) en una conexión inversora no supera el 15%. Además, el proceso transitorio conserva su forma y simetría hasta velocidades de subida y bajada de 50...60 V/μs (65...75% del máximo). Esta última propiedad no es común e indica una alta linealidad dinámica.

La densidad espectral del ruido EMF para KR140UD1101 a una frecuencia de 1 kHz es. 13.. 16 nVDTz, el ruido de parpadeo se expresa débilmente (frecuencia de corte alrededor de 100 Hz). La densidad de corriente de ruido espectral a frecuencias medias no supera los 0.4 pA/uTz. lo que permite el uso de resistencias de resistencia relativamente alta en circuitos OOS. El K574UD1, recomendado por varios autores, es inferior en todos los aspectos: desde el rango de linealidad de entrada (0.5, 0.6 V frente a 0,8 V) y el ancho de banda en modo de ganancia unitaria (5...6 MHz frente a 16...18 MHz). ) a características estáticas (tensión de compensación, deriva, etc.). La densidad espectral del ruido EMF uK574UD1 (14...20 nVD'Hz a 1 kHz) es, en el mejor de los casos, la misma. como KR140UD1101.

En cuanto a la velocidad de respuesta y la frecuencia de ganancia unitaria (50 V/μs y 10 MHz), para el K574UD1 se dan en conexión no corregida, mientras que es estable (según las especificaciones) con un coeficiente de transmisión de al menos 5. Esto es no mejor que el LF357 común (KR140UD23). Cuando se corrige por ganancia unitaria, el K574UD1 tiene un margen de estabilidad mínimo de no más de 5...6 MHz y una velocidad de respuesta de aproximadamente 25 V/μs. La frecuencia de ganancia unitaria en el circuito de retroalimentación para el UMZCH en su conjunto en el caso de utilizar el K574UD1 no puede ser superior a 2,5...3 MHz debido al cambio de fase relativamente grande en HF ​​(es decir, el retraso de la señal) introducido por el amplificador operacional. Por lo tanto, la profundidad de la retroalimentación a frecuencias de decenas de kilohercios cuando se usa el K574UD1 es un orden de magnitud menor que con el KR140UD1101 y, en consecuencia, mayor que la distorsión y el UMZCH en general.

Entre los amplificadores operacionales extranjeros modernos, hay muchos que superan al KR140UD1101 (LM318) en ciertos parámetros. Sin embargo, todavía no hay parámetros notablemente mejores en toda la gama de parámetros y es por eso que nadie va a suspender la producción del LM318 en el extranjero.

En cuanto a los mejores amplificadores operacionales existentes. A pesar de los precios y la rareza, el autor recomienda LT1 o HA4 como DA1468 y DA5221. y como DA3 - AD842. sin embargo, cuando se utiliza AD842, es necesario cambiar significativamente los circuitos de corrección UMZCH. Por cierto, la ganancia en profundidad OOS cuando se utiliza el AD842 en combinación con los mejores transistores importados no supera los 6...8 dB. la ganancia en términos de propiedades de frecuencia del UMZCH es del 30...40%. Esto es bastante, y lo principal es que estas mejoras son casi invisibles al oído.

7. ¿Por qué se utilizan transistores de salida nacionales en el amplificador, mientras que los importados son mejores en términos de parámetros?

El autor partió de la condición de accesibilidad de los dispositivos semiconductores utilizados en el amplificador. De hecho, las desventajas de los transistores domésticos utilizados se manifiestan, en particular, en la limitación de la potencia del amplificador y la necesidad de conectar en paralelo una gran cantidad de transistores para garantizar la confiabilidad. El elemento más débil, por cierto, no es la salida, sino los transistores de presalida (KT639E).

Sin embargo, según el autor. 100 W de potencia no distorsionada con una carga de amplificador compleja en casa son suficientes. Además, la mayoría de las carreteras y los amplificadores importados tampoco son capaces de hacer esto. Por ejemplo, el modelo "Symphonic Line RG-9 Mk3" ($2990). que recibió muy buenas calificaciones en la prensa extranjera (según la revista "Audio Store"), con una potencia declarada de 300 W con una carga de 8 ohmios, en una señal de tono con una frecuencia de 50 Hz en realidad se entrega sin distorsión ( K - no más del 0.1%) potencia que no supera los 70 W con una resistencia puramente activa de 8 ohmios, aproximadamente 95 W con 4 ohmios, y menos aún con una carga compleja. Por lo tanto, notamos una vez más que si desea reducir la potencia de un UMZCH ultralineal, es recomendable reducir los voltajes nominales de su fuente de alimentación, mientras que también puede reducir la cantidad de transistores en la etapa de salida.

Como lo han demostrado estudios especialmente realizados, la etapa de salida de conexión en paralelo de ocho transistores domésticos no es inferior en distorsión a la versión de 120 W de la etapa de salida que utiliza los mejores transistores importados existentes: en la primera etapa 2SA1380 y 2SC3502, dos por brazo 2SB649 y 2SD669. y la salida es 2SA1215 y 2SC2921. También dos por hombro. Además, la opción que utiliza una mayor cantidad de transistores de salida proporcionó una conmutación "más suave" de los brazos, mientras que se observó una ausencia total de distorsión de "conmutación". En cuanto a las características de velocidad, los oscilogramas demuestran la excelente linealidad dinámica del amplificador (ver artículo en Radio, 2000. No. 6). filmado específicamente en la unidad UMZCH con potentes transistores domésticos.

Cabe señalar que el uso de transistores importados, por supuesto, reduce la complejidad de la instalación del amplificador y, junto con el cambio en los circuitos de corrección, mejora las características de velocidad en un 30...40%. Sin embargo, esto prácticamente no afecta la calidad del sonido.

8. Al medir el coeficiente de transferencia de corriente de la base de los transistores KT819G, se obtuvo el valor h21e = 400, y para KT818G - 200. ¿Es esto demasiado para ellos?

Sí, eso es demasiado. Los valores h21e = 100...160 a una corriente de 100 mA siguen siendo aceptables, pero más de doscientos son indeseables. Desafortunadamente, hay transistores con h21e hasta 500. Son extremadamente poco confiables y tienen una disminución notable en el coeficiente de transferencia de corriente base incluso con una corriente de colector de más de 1 A. Es mejor usar los transistores KT818G y KT819G producidos posteriormente. que a mediados de 1997, sus parámetros suelen ser mejores.

9. ¿Es posible utilizar transistores de las series KT8101 y KT8102 en la etapa de salida como los análogos mencionados en los artículos 2SA1215, 2SC2921?

El problema es. que entre los transistores de este tipo comprados en los mercados hay muchos defectos, incluido OBR. Los parámetros eléctricos permiten la instalación de estos transistores en la etapa de salida, no más de cuatro o cinco por brazo debido a la importante capacitancia de sus uniones, el doble que la del KT818. KT819. Si los transistores son de buena calidad, usarlos en un amplificador es bastante aceptable.

10. ¿Qué explica el uso de costosos transistores KT632B y KT638A en UMZCH?

En primer lugar, también están a la venta versiones económicas, pero "de plástico* (por ejemplo, KT638A1). En segundo lugar, según el autor del artículo, estos son los únicos transistores domésticos complementarios adecuados para amplificadores con una tensión de alimentación superior a ±40 V. Por cierto, la linealidad de sus características de salida es muy alta y la resistencia volumétrica del colector es pequeña. Los transistores importados 2N5401 y 2N5551 son algo peores en este sentido, pero se pueden usar (teniendo en cuenta la diferencia en el pinout). ) Se pueden recomendar los transistores KT6116A y KT6117A como reemplazo.

11. ¿Es necesario realizar algún cambio en el amplificador si utiliza condensadores de óxido de mayor capacidad en los circuitos de potencia, 15000 uF cada uno, instalándolos junto a la placa PA?

En este caso, es necesario instalar en la placa, en lugar de óxido, condensadores de "alta frecuencia" (por ejemplo, 6-10 piezas de K73-17 con una capacidad de 4,7 μF a 63 V) y cadenas RC de amortiguación de dos a cuatro condensadores de óxido conectados en paralelo con una capacidad total de 1000 -2200 uF a 63 V y una resistencia en serie con una resistencia de 1 Ohm 0.5 W para suprimir la resonancia con los cables de alimentación (deben estar torcidos). Una palabra de precaución: con la velocidad y la corriente que proporciona este amplificador, cualquier cambio de diseño significativo requerirá reajustar los circuitos de corrección (R71, C46) para optimizar la respuesta transitoria.

12. Especifique el voltaje y la corriente de los devanados secundarios del transformador T2.

La corriente en los devanados del transformador de potencia se puede considerar como pico o sinusoidal equivalente. Al calcular un transformador que funciona con un rectificador con filtro capacitivo, es necesario tener en cuenta la corriente máxima, ya que es ésta la que determina la caída de tensión en los devanados. Los fabricantes generalmente tienen en cuenta la corriente con una carga resistiva, cuyo valor máximo es mucho menor; en consecuencia, para los transformadores industriales, a la misma potencia, la resistencia del devanado está sobreestimada. Es por ello que el artículo presenta los valores de resistencia del devanado, y no los actuales. En otras opciones de diseño para transformadores de potencia, la resistencia del devanado se puede determinar con bastante precisión en función de la longitud y sección transversal estimadas del cable.

Para la versión del amplificador con una tensión de alimentación de la etapa de salida de 32 V, la tensión de circuito abierto en los devanados debe ser de 23...24 V rms, la corriente máxima del devanado secundario en un pulso (con una corriente de salida del amplificador de 7 A a una frecuencia de 20 Hz) es 32...37 A, en este caso, la reducción de voltaje bajo carga no debe exceder 2...3 V. Los requisitos para los devanados restantes se establecen en el artículo.

13. ¿Cuáles son las características de encender un amplificador en modo de circuito puente para aumentar la potencia de salida?

Al unir dos amplificadores, tiene sentido realizar los siguientes cambios.

Primero, debe combinar la fuente de alimentación de ±40 V y los cables comunes de ambos amplificadores en un haz de siete cables fuertemente trenzados con una sección transversal de al menos 1 mm2 cada uno, como se muestra en la Fig. 1. La especial disposición de los conductores permite minimizar la inductancia parásita de la conexión. La combinación de potentes circuitos de fuente de alimentación le permite duplicar la capacitancia efectiva de los condensadores de filtro y reducir la resistencia equivalente del rectificador utilizando ambas mitades de la fuente de alimentación mientras amplifica cada media onda de la señal. Una condición necesaria es que los devanados secundarios del transformador de potencia T1 estén separados para cada canal (es mejor enrollarlos con un mazo de cables) para eliminar la corriente de compensación entre los rectificadores y la corriente de compensación en el cable común del aprovechar.

En segundo lugar, es necesario reducir la tensión de alimentación de la etapa de salida de ±40 a ±32 V, lo que facilitará las condiciones de funcionamiento de sus transistores, permitiéndoles operar en conexión en puente a una carga de 4 ohmios sin alterar el OBR. Además, un voltaje más bajo permitirá el uso de condensadores con un voltaje de funcionamiento de 35 V de mayor capacidad (con las mismas dimensiones).

En tercer lugar, excluyen el amplificador operacional DA4 y los circuitos asociados con él.

14. ¿Qué tan baja debe ser la impedancia de la fuente para que el filtro de entrada del amplificador funcione correctamente?

El prototipo de este amplificador contaba con una etapa adicional con entrada balanceada y no requería una fuente de señal de baja impedancia. Sin embargo, incluso sin tal cascada, con una resistencia de salida de la fuente de señal inferior a 3 kOhm, los cambios en la respuesta de frecuencia del filtro de entrada son muy insignificantes.

15. ¿Cómo hacer una entrada de amplificador balanceada sin perder la calidad de reproducción del sonido?

Una variante del circuito en cascada con una entrada balanceada se muestra en la fig. 2.

Comparado con KR140UD1101 o LM318. Como se indica en el diagrama, el uso de amplificadores operacionales populares entre los audiófilos (LT1028, LT1115, AD797. OPA627, OPA637, OPA604. OPA2604, etc.) en condiciones reales, por ejemplo, en presencia de interferencias de RF, a menudo muestra peores resultados. . De los amplificadores operacionales probados, el AD842 funciona mejor, pero este chip parece estar descontinuado. Tenga en cuenta que debido a la gran corriente de entrada de este amplificador operacional, la resistencia de las resistencias en cascada debe reducirse varias veces.

16. ¿Qué se puede recomendar para un UMZCH ultralineal como preamplificador? ¿Qué preamplificador utilizó el autor?

La entrada UMZCH está diseñada para la conexión directa al reproductor de CD WADIA. tener un voltaje de salida máximo de 2 V (por cierto, una grabadora DAT también tiene un nivel similar). El nivel de la señal en él lo establece un DAC con función reguladora (y el ajuste se combina, tanto en "digital" como en "analógico", cambiando el voltaje de referencia). En un reproductor de dos bloques, un regulador controlado digitalmente tiene menos ruido de modulación en comparación con una resistencia variable.

Entre los reproductores de CD relativamente comunes, podemos recomendar los modelos SONY XA30ES, XA50ES y TEAC-X1. Los jugadores de SACD también han demostrado su eficacia. En lugar de un preamplificador, el autor utilizó un interruptor simple con relés de lengüeta.

Al diseñar un UMZCH superlineal, recomendamos utilizar controles de volumen con atenuación discreta. Como último recurso, puede colocar una resistencia variable con una resistencia de 10 kOhm en la entrada del amplificador. Además, debe conectarse después del condensador C1. de modo que la frecuencia de corte del filtro de paso alto de entrada. formado por Cl y activación paralela del regulador y R1, fue mínimo a bajo volumen y máximo a alto volumen.

17. ¿Cómo puedo reducir temporalmente la potencia de salida (sensibilidad)?

Para introducir el modo “20 dB” (“silencioso”), la forma más sencilla es introducir una resistencia de “apagado” adicional y un relé en el circuito de entrada (RES-49 o RES-55, RES-60, RES-80, RES -81, RES-91 y etc.) con contactos normalmente cerrados conectados en paralelo con esta resistencia. La apertura de los contactos provoca una disminución del nivel. Los contactos deben estar chapados en oro (consulte las hojas de datos del relé). También funcionarán otros relés de láminas, también con contactos chapados en oro. El relé debe alimentarse con un voltaje constante con un nivel de ondulación bajo; de lo contrario, es posible que se produzca un fondo de corriente alterna.

18. En los dispositivos electrónicos de banda ancha, los condensadores de óxido grandes suelen pasar por condensadores cerámicos. ¿Vale la pena, por tanto, incluir condensadores SMD en la placa?

Las mediciones especialmente realizadas mostraron que cuando los condensadores de óxido de calidad estándar (Samsung, Jamicon, etc.) están completamente instalados en la placa, la introducción de condensadores cerámicos adicionales prácticamente no cambia la impedancia de los buses de potencia en el rango de frecuencia de hasta 20 MHz. , y las características transitorias del amplificador tampoco cambian. Los condensadores SMD (para montaje en superficie) con un voltaje de 63 V son raros, generalmente son de 50 V. Debe tenerse en cuenta que una placa grande se deforma durante la instalación, lo que puede provocar grietas en dichos condensadores.

Literatura

1. Ageev S. ¿Debería el UMZCH tener una impedancia de salida baja? - Radio, 1997, núm. 4, pág. 14-16.
2. Vitushkin A., Telesnin V. Estabilidad del amplificador y sonido natural. - Radio, 1980, N° 7, pág. 36, 37.
3. Sukhov N. UMZCH alta fidelidad. - Radio, 1989, N° 6, pág. 55-57; nº 7, pág. 57-61.
4. Alexander M. Un amplificador de potencia de audio con retroalimentación actual. 88ª Convención del Audio Eng. Sociedad, reimpresión No. 2902, marzo de 1990.
5. Wiederhold M. Neuartige Konzeption fur einen HiFi-Leistungsferstersterker. - Radio Fernsehen Elektronik, 1977, H.14, art. 459-462.
6. Akulinichev I. UMZCH con OOS de banda ancha. - Radio, 1989, N° 10, pág. 56-58.
7. Técnica Baxandal PJ para mostrar la capacidad de salida de corriente y voltaje de amplificadores y relacionarla con las demandas de los altavoces. - JAES, 1988, vol. 36, pág. 3-16. 17.
8. Polyakov V. Reducción del campo de fuga de los transformadores. - Radio, 1983, núm. 7, p. 28, 29.
9. Teoría ECAP. - Publicado por EvoxRifa Co., 1997.
10. Conectores populares de producción extranjera. - Radio, 1997, N° 4, pág. 60
11. Conectores populares fabricados en el extranjero. - Radio. 1997, nº 9, págs. 49-51.

Autor: S. Ageev, Moscú

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