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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Controladores de ancho de pulso de la serie KR1156EU2 y KR1156EUZ. Dato de referencia
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Referencias Los microcircuitos de las series KR1156EU2, KR1156EU3 están diseñados para controlar fuentes de alimentación secundarias pulsadas que funcionan a frecuencias de hasta 1 MHz. Los análogos más cercanos de estos microcircuitos son UC3825 y UC3823 (Unitrode), respectivamente. El análogo doméstico más cercano es el KR1114EU4. Los microcircuitos se fabrican utilizando tecnología epitaxial plana con aislamiento de unión p-n. Están alojados en una carcasa de plástico de dieciséis pines 2103.16-3 (fig. 1). Peso del dispositivo: no más de 1,2 g
Los controladores están diseñados para operar en dispositivos con control de ancho de pulso (PW) y retroalimentación de voltaje y corriente. El retraso de la señal que pasa por el controlador no supera los 50 ns. El microcircuito contiene un amplificador de error de banda ancha con una velocidad de respuesta del voltaje de salida de al menos 12 V/μs y es compatible con sistemas con acoplamiento directo de voltaje de entrada. En la salida de los controladores, se proporcionan interruptores de medio puente para una corriente de hasta 1,5 A (pines 11 y 14), lo que les da la capacidad de controlar potentes transistores de estructura MOS (en modo push-pull - KR1156EU2, en modo de ciclo único - KR1156EUZ). Los controladores contienen una serie de dispositivos y sistemas que pueden ampliar significativamente el ámbito de aplicación. Estos incluyen un pestillo SI (más sobre esto a continuación), un limitador de corriente en cada período, una unidad que garantiza un arranque suave del controlador, un limitador para la duración máxima de los pulsos de salida, una fuente de voltaje de referencia de 5,1 V. Además, Se proporciona protección contra subtensión de alimentación, con "histéresis", la capacidad de sincronizar y apagar el controlador con señales externas. En el estado "Apagado", el microcircuito consume una corriente de no más de 1 mA. Distribución de pines de microcircuitos (la designación de la salida en la imagen gráfica convencional se indica entre paréntesis): pin. 1 - entrada inversora del amplificador operacional; vyv. 2 - entrada de amplificador operacional no inversor; vyv. 3 (0еа) - salida del amplificador operacional, invirtiendo la entrada SHI del comparador; vyv. 4 (Syn) - entrada/salida de señal de sincronización; vyv. 5 (Rt) - terminal para conectar una resistencia* del circuito de sincronización; vyv. 6 (Ct) - terminal para conectar un condensador* del circuito de sincronización; vyv. 7 (Rampa): entrada no inversora del comparador SHI; vyv. 8 (Cs) - terminal para conectar el condensador de la unidad de arranque suave; vyv. 9 (Parada): entrada de señal para limitar la corriente o apagar el microcircuito; vyv. 10 (Com) - salida común, fuente de alimentación negativa; vyv. 11 (A) - salida del primer amplificador de corriente de medio puente; vyv. 12 (Em) - emisor de transistores amplificadores de corriente; vyv. 13 (Kol) - colector de transistores amplificadores de corriente; vyv. 14 (V) - salida del segundo amplificador de corriente de medio puente; vyv. 15 (+U) - salida de potencia positiva; vyv. 16 (Uref) - salida de la fuente de voltaje de referencia. El diagrama funcional del microcontrolador KR1156EU2 se muestra en la Fig. 2. Dado que los microcircuitos KR1156EU2 y KR1156EUZ tienen muchas similitudes, más adelante en el texto, a menos que se indique lo contrario, la descripción se aplicará a ambos.
El controlador incluye un generador de voltaje de diente de sierra G1, una fuente de voltaje de polarización G2 de 1,25 V, un amplificador de error operativo de banda ancha controlado DA1, un comparador PID DA5, un pestillo en el disparador DD3, un inversor de fase en los disparadores DD5, DD6, amplificadores de corriente de salida DA7, DA8 con unidad de control lógico DD7, DD8, unidad de arranque suave (transistores VT1, VT2, fuente de corriente G3), limitador de corriente de carga del comparador DA2 con unidad de apagado de microcircuito (DA3, DD2), unidad de bloqueo de baja tensión de alimentación DA4, fuente de tensión de referencia G4 con unidad de control de este voltaje (DA6). Las funciones de protección del controlador son proporcionadas por un comparador limitador de corriente de carga DA2 con un voltaje umbral de 1 V, un comparador para apagar el microcircuito DA3 con un voltaje umbral de 1,4 V y una unidad de arranque suave capaz de, además, limitar la duración máxima del pulso de salida (ya que el voltaje en la salida del amplificador de error DA1 está limitado por el voltaje en el pin 8 del controlador a través del circuito de control en el transistor VT1). La unidad de bloqueo del controlador, cuando el voltaje de suministro cae por debajo de 9,2 V (con una "histéresis" de 0,6 V) en el estado "Apagado", proporciona un bajo consumo de corriente, mientras cambia los amplificadores de salida a un estado de alta impedancia. El nodo lógico DD7, DD8 evita la transición simultánea de los amplificadores de salida a un estado de alto nivel y la aparición de muchos pulsos durante un ciclo de reloj en las salidas A y B. Los amplificadores de corriente de salida de medio puente están diseñados para funcionar con una carga que tiene un componente capacitivo grande, por ejemplo, las puertas de potentes transistores MOS, y son capaces de entregar corriente entrante y saliente. Características técnicas principales*
* Con una tensión de alimentación de 15 V y una temperatura ambiente entre 0°C...+70°C. **Para el controlador KR1156EUZ - por período Valores máximos permisibles de características*
* El tiempo de exposición del valor límite del parámetro no debe exceder 1 ms con un ciclo de trabajo de pulso de 100. ** A una temperatura ambiente superior a 25 °C, la potencia disipada P debe reducirse según la ley lineal P = 1 - (Tam.promedio - 25 °C)/Rt ambiente.promedio donde Rt ambiente.promedio es la temperatura Resistencia del ambiente cristalino, igual a 125 °C/W. La fuente de voltaje de referencia G4 consta de un estabilizador con compensación de temperatura y un amplificador de corriente que suministra energía a una carga externa con una corriente de hasta 10 mA (desde el pin 16). La fuente está equipada con un dispositivo de protección contra cortocircuitos de salida de aproximadamente 30 mA. Alimenta los comparadores, los nodos lógicos, el suministro de polarización de 1,25 V, el amplificador operacional y el generador de rampa. El oscilador maestro de voltaje de rampa puede funcionar a frecuencias de hasta 1 MHz. Está determinada por la resistencia de la resistencia R y la capacitancia del condensador Ct del circuito de sincronización, conectado a los pines 5 y 6, respectivamente. En el pin 5, el controlador mantiene un voltaje de 3 V y la corriente a través de la resistencia Rt se refleja en el pin 6 en una proporción de 1: 1, por lo que la corriente de carga l3Ct del condensador Ct se determina a partir de la expresión l3Ct = 3. /Rt. A Rt = 3,65 kOhm y Ct = 1000 pF, la frecuencia del generador es 400 kHz ±10%. Para operar a una frecuencia diferente, es necesario cambiar los parámetros del circuito temporizador de acuerdo con la Fig. 3.
El tiempo "muerto" del generador, igual a la duración del pulso en la salida Syn y que determina el rango dinámico del controlador (ya que las salidas A y B están en un estado de bajo nivel), depende de la capacitancia Ct y puede alcanzar 100 ns . El generador genera un voltaje en diente de sierra en la entrada Ct (pin 6), una señal de sincronización para el funcionamiento conjunto de dos controladores (eliminados del pin 4), genera pulsos de reloj en el pin 4 durante las caídas de voltaje en diente de sierra para cerrar simultáneamente los amplificadores de salida en orden. para eliminar la corriente (a través de amplificadores de transistores) y cambia el disparador de pestillo DD3 a un estado que permite el funcionamiento de los amplificadores de salida. El generador está construido según el circuito disparador Schmitt, cuya salida se conecta a través de un seguidor de emisor en un transistor npn al pin 4. En este pin se forman pulsos de reloj, su nivel bajo (2,3 V) corresponde a la carga del condensador Ct y el nivel alto (4,5 V) - descarga. Un seguidor de emisor le permite combinar los pines 4 de varios microcircuitos (cableado O). La capacidad de carga de la salida es de 4 - 1 mA, y dado que la fuente de corriente interna en la carga del seguidor del emisor no consume más de 400 μA, el factor de ramificación para esta salida cuando funciona sincrónicamente con microcircuitos similares es al menos dos. El generador de los microcircuitos esclavos (sincronizados) no se puede bloquear, pero se puede ajustar a una frecuencia ligeramente inferior a la del generador maestro mediante la selección adecuada de los elementos de sincronización Rt y Ct. Con este enfoque, cada controlador tendrá un voltaje de rampa local. También es posible apagar completamente el generador si el pin 5 está conectado al pin 16 y el pin 6 al pin común. En este caso, la señal de sincronización se suministra desde un generador externo al pin 4. Para una sincronización más ramificada, puede utilizar un seguidor de emisor controlado por la señal de reloj del controlador maestro y conectar esclavos a su salida a través de condensadores y, si es necesario. , mediante resistencias coincidentes y líneas de transmisión. La elección correcta del condensador Ct es muy importante. A alta frecuencia, su resistencia e inductancia en serie efectiva, así como su valor de absorción dieléctrica, determinan la precisión de la frecuencia y la estabilidad del oscilador. Por lo tanto, se recomienda utilizar únicamente condensadores de RF. Para reducir la influencia de la inductancia parásita de los cables del condensador, durante la instalación, es necesario acortarlos tanto como sea posible y conectarlos lo más cerca posible del pin 10 del microcircuito. Los pulsos de reloj de un solo nivel mueven el pestillo DD3 al estado cero, sincronizan el reflejo de graves y controlan los amplificadores de salida del controlador, evitando el paso de corriente. En el nivel cero del pulso de reloj, aparece un pulso de alto nivel en la salida de uno de los amplificadores y permanece hasta la llegada del siguiente pulso de reloj, a menos que haya una prohibición en otros circuitos. El amplificador de señal de error DA1 es un amplificador operacional de banda ancha de alta velocidad con una salida de baja impedancia. El uso de solo la estructura n-p-n de transistores en su ruta de señal hizo posible lograr una frecuencia de ganancia unitaria de 5,5 MHz. Para garantizar el tiempo mínimo para que la señal de error pase a través del amplificador operacional, la unión del colector de los transistores correspondientes es desviada por un diodo Schottky para evitar la saturación. La ganancia se establece, como es habitual, eligiendo la profundidad de retroalimentación. La respuesta de frecuencia de un amplificador típico tiene una ganancia de 95 dB a frecuencia cero y un polo a 100 Hz. La conexión de las entradas del amplificador de error DA1 depende de la polaridad del voltaje de salida de la fuente de alimentación diseñada. Si es necesario obtener un voltaje positivo estabilizado (en relación con el cable común), entonces el voltaje de modo común es igual a 5,1 V (estándar) y el circuito OS se construye como se muestra en la Fig. 4, a. Cuando el voltaje es negativo, se recomienda establecer el voltaje de modo común igual a la mitad del estándar y conectar el divisor del circuito OS entre la salida de la fuente de alimentación y el pin 16 del controlador (Fig. 4b).
El emisor del transistor VT1 (según el diagrama de la Fig. 2) de la estructura pnp está conectado a la base del transistor npn de salida del amplificador operacional. Por lo tanto, el voltaje en la salida del amplificador operacional no puede exceder el voltaje en el pin 8 del controlador. Tenga en cuenta que la salida del amplificador operacional está cargada por una resistencia interna de 50 ohmios conectada al común. Por lo tanto, si la carga externa implica un gran sumidero de corriente, es posible que se requiera una resistencia de derivación adicional para reducir el voltaje en la salida del amplificador operacional. El comparador DA5 SHI se fabrica según un circuito amplificador diferencial que utiliza transistores n-p-n con un seguidor de emisor en la salida, lo que evita la saturación de los transistores del comparador. La señal de salida corresponde a ESL con una tensión de alimentación de 5,1 V. En términos de nivel, la señal de entrada de modo común del comparador está limitada desde abajo por un valor de aproximadamente 1 V. Dado que la tensión en la entrada Ramp del controlador (por ejemplo, cuando se le aplica un voltaje de diente de sierra desde el pin 6) puede variar de 0 a 3 V; para igualar el nivel, la fuente de polarización interna proporciona un cambio de voltaje de 1,25 V en la entrada no inversora del comparador. G2. El comparador limitador de corriente DA2 tiene una estructura similar al comparador SHI. El comparador de apagado DA3 se fabrica según un circuito amplificador diferencial utilizando transistores pnp. La entrada inversora de estos comparadores se alimenta con una tensión fija de 1 y 1,4 V, respectivamente, formada a partir de la tensión de referencia. Los elementos lógicos a lo largo de la ruta de la señal a través del controlador, incluido el pestillo PSI DD3 y el bass reflex DD5, DD6, están fabricados en ESL con seguidores de emisor de búfer. La corriente de conmutación de estos nodos se elige para que sea bastante grande: 400 μA. Por lo tanto, aunque en el camino entre los comparadores de entrada y los amplificadores de corriente de salida hay dos elementos OR (DD1 y DD4), elementos NOR (DD7, DD8) y un pestillo (DD3), su participación en el tiempo de retardo total no excede el 20% El retraso principal se produce en los comparadores y amplificadores de salida. Sin embargo, no importa qué tan rápido la señal recorra el camino, poco significa si en la salida no se garantiza una conmutación rápida con la amplitud requerida. Los amplificadores de corriente de medio puente de salida DA7, DA8 le permiten conmutar una carga con una capacidad de 1000 pF en 30 no con una tensión de alimentación del controlador de 15 V. El valor máximo de la corriente a través de la carga en este caso es de al menos 1,5 A . Para garantizar la velocidad de los amplificadores, hay que aguantar la corriente que pasa a través de los transistores de salida, por lo que, en particular, el microcircuito se calienta, especialmente a altas frecuencias. En la etapa de salida del controlador KR1156EU2, los potentes transistores de salida están controlados por una señal complementaria, es decir, cuando uno está abierto, el otro está cerrado. El modo de funcionamiento de los transistores se selecciona de modo que con cada conmutación la corriente fluya a través de ellos durante sólo 20 ns, lo que a una frecuencia de 500 kHz añade sólo 10 mA al consumo de corriente. Esta cifra es el resultado de un compromiso; Es fácil proporcionar corriente cero, pero en este caso el retardo total se vuelve inaceptablemente grande. Si la tensión de alimentación del controlador es inferior a un cierto valor (igual a la tensión de respuesta menos la tensión de "histéresis"), se activa el comparador de protección de subtensión DA4. El nivel bajo de su salida por el elemento NAND DD9 se invierte a un nivel alto y pasa a la entrada de los elementos NOR DD7, DD8, que lo invierten nuevamente. Como resultado, los amplificadores de salida DA7, DA8 pasan a un estado de nivel bajo. El nivel alto del elemento DD9 también llega a la entrada del elemento OR DD2, abriendo el transistor VT2, que descarga el condensador de arranque suave en el circuito de salida 8. El transistor VT1, que se abre simultáneamente, reduce el voltaje en la salida del amplificador operacional DA1 a casi cero. Al mismo tiempo, el nivel bajo de la salida del comparador DA4 apaga la fuente de voltaje de referencia, después de lo cual los amplificadores de salida pasan a un estado con una impedancia de salida alta. Si ahora la tensión de alimentación, al aumentar, es mayor que la tensión de respuesta del comparador DA4, este conmuta, el nivel alto de su salida pasa al elemento DD9, a la fuente de referencia G4 y gradualmente cambia el controlador al modo de funcionamiento. Tan pronto como el voltaje en la salida de la fuente de referencia aumenta y excede los 4 V, se activa el comparador de control de voltaje de referencia DA6. Ahora ambas entradas del elemento DD9 son altas y la salida es baja. Esto elimina la prohibición de que la señal pase a través de los elementos DD7, DD8, forma un nivel bajo en la salida del elemento DD2, que (si la salida del comparador DA3 también es baja) cierra el transistor VT2 y arranca suavemente el controlador. Cuando se enciende la fuente de alimentación, la corriente a través de los potentes transistores de conmutación está determinada por la corriente de carga y la corriente de carga de su capacitancia de salida y en el primer momento es significativamente mayor que el valor nominal. Para evitar la sobrecarga asociada de los amplificadores de salida, se introduce en el controlador una unidad compuesta por un transistor VT1 y un condensador de arranque suave. El nodo aumenta lentamente el voltaje de salida del amplificador operacional DA1 desde casi cero al valor nominal y, por lo tanto, la duración de los pulsos en las salidas A y B. Cuando el controlador está en modo de micropotencia o el voltaje en el pin 9 es mayor a 1,4 V, el condensador en el circuito del pin 8 se descarga y no hay pulsos de salida. El condensador de arranque suave se carga desde la fuente de corriente G3 (9 µA). El voltaje de salida creciente del comparador OV DA1 SHI se compara con el voltaje de diente de sierra en la entrada directa y genera pulsos de duración creciente en la salida. Al principio, el tiempo de apertura de los amplificadores de salida es corto y la corriente a través de ellos es menos que crítica. Tan pronto como el voltaje de salida alcanza el nivel nominal, se enciende su circuito de estabilización. El transistor VT1 se cerrará. Además de su finalidad principal, la unidad de arranque suave se puede utilizar para otros fines. Por lo tanto, la capacidad del controlador para limitar el voltaje en la salida del amplificador operacional permite, en las fuentes de alimentación tradicionales, limitar el tiempo máximo de apertura de los transistores de salida y, en el modo actual, programar el nivel de la corriente máxima máxima. En la figura se muestra una conexión típica del controlador usando el ejemplo de un circuito de suministro de energía estabilizado pulsado de cinco voltios que opera dentro de un voltaje de entrada de 42...56 V con una corriente de carga de 1... 10 A. 5 [1].
Cuando la corriente de carga aumenta, tan pronto como el voltaje en el sensor de corriente R12 suministrado a la entrada de parada del controlador excede 1 V, su comparador limitador de corriente DA2 funcionará y una sola caída, que pasa a través del elemento DD1, activará el pestillo PID. DD3 al estado 1. Esta tensión cerrará los amplificadores de salida, al menos hasta el final del período actual. El pestillo tiene prioridad sobre la entrada S, por lo que su transición al estado cero es posible solo después de que se haya eliminado la sobrecorriente. Si se produce un cortocircuito en la salida de la fuente de alimentación, debido al hecho de que los transistores de salida se apagan en un tiempo de aproximadamente 100 ns, la corriente a través de los transistores VT1, VT2 de la fuente logra aumentar al segundo valor. , en el que se activa el comparador de apagado DA3 del microcircuito. Como resultado, el condensador de arranque suave C4 se descargará y el transistor controlador VT1 reducirá el voltaje en la salida del amplificador operacional a casi cero. Después de cerrar los potentes transistores VT1, VT2, el voltaje en el pin 9 del controlador se acercará a cero y comenzará el proceso de arranque suave. Si no se elimina el cortocircuito de salida, se repetirá el proceso descrito. La unidad lógica para controlar los amplificadores de salida del controlador proporciona las siguientes funciones: cerrarlos simultáneamente con un nivel alto del pulso de sincronización en el pin 4 o en la salida del pestillo; su apertura alterna a un nivel bajo del pulso del reloj y en la salida del pestillo; cambiando la duración de los pulsos de salida dependiendo del nivel de la señal de error. La fuente de alimentación (Fig. 5) utiliza regulación PID convencional, cuando el voltaje del sistema operativo está conectado a la entrada inversora del amplificador operacional DA1 del controlador, y el ejemplar está conectado a la no inversora. un cierto voltaje en la salida del amplificador operacional, que llega a la entrada inversora del comparador DA5. La entrada no inversora del comparador (pin 7) a través del circuito R2C3C6 recibe un voltaje en diente de sierra del generador G1 (pin 6), desplazado hacia arriba por la fuente G2. El ciclo push-pull comienza desde el momento en que el pulso de reloj de salida del generador del controlador G1 está en un nivel alto. Este pulso pone la salida del pestillo a un nivel bajo y, al mismo tiempo, pasando por el elemento DD4 a la entrada C del inversor de fase DD5, DD6, lo transfiere al siguiente estado y prepara el amplificador de salida correspondiente para la apertura. Además, llega directamente a las entradas de los elementos DD7, DD8. En consecuencia, las salidas de ambos amplificadores DA7, DA8 están bajas y los transistores fuente VT1 y VT2 están cerrados. Después de que el pulso del reloj disminuye, un nivel bajo en la salida del elemento DD4 elimina la prohibición de abrir los amplificadores de salida. Se abre ese potente transistor fuente para el cual hay una señal de habilitación del inversor de fase. Al mismo tiempo, el condensador C1 comienza a cargarse y aumenta el voltaje en el pin 7 del controlador. Tan pronto como el voltaje de rampa en la entrada no inversora del comparador iguale el nivel de la señal de error en la entrada inversora, la salida aumentará, lo que establecerá el pestillo en un estado único. El transistor de potencia abierto de la fuente está cerrado y el cerrado está bloqueado para evitar una apertura accidental. Estos transistores estarán cerrados hasta el final del período, hasta que el oscilador maestro establezca la salida del pestillo en un nivel bajo con el siguiente pulso de reloj y, moviendo el inversor de fase al siguiente estado, prepare otro transistor potente para encenderse. Luego se repiten los procesos descritos. Dependiendo del nivel de la señal de error, el comparador conmuta más tarde o más temprano. El tiempo de apertura del amplificador de salida también cambia en consecuencia. Así se estabiliza la tensión de salida del convertidor. El controlador puede generar una señal de ancho de pulso push-pull para controlar transistores potentes en dos modos principales. En el primero de ellos, el comparador compara el voltaje de salida del amplificador de error con el voltaje en diente de sierra en el pin 6. Este es el modo tradicional con retroalimentación de voltaje. En el segundo, el comparador compara el voltaje del amplificador de error con la caída de voltaje a través de la resistencia R12, un sensor de corriente incluido en un circuito común de potentes transistores de conmutación (modo de retroalimentación de corriente). En el caso que nos ocupa, como puede verse en la Fig. 5, se aplica una combinación de estos dos modos. Para suprimir el ruido de conmutación, se utiliza un circuito integrador R4C5 entre el sensor de corriente y la entrada de parada. En el caso de que las pérdidas de energía no permitan el uso de una resistencia de medición de corriente, se utiliza un transformador de corriente. Si el convertidor debe funcionar con una tensión de entrada que varía en un amplio rango, es aconsejable aplicar un acoplamiento paramétrico directo a la tensión de entrada. Un circuito RC externo genera un voltaje paramétrico en diente de sierra aplicado a la entrada del comparador. La sección descendente de la "sierra" está formada por la señal en la salida del generador mediante un transistor externo. Para evitar la saturación del transformador convertidor, se puede utilizar un nodo que calcula el producto voltio-segundo y apaga los transistores de potencia cuando alcanza un nivel peligroso. Se recomienda derivar las salidas A y B del controlador con diodos Schottky (VD2, VD3) para una corriente de pulso de al menos 2 A. Si el controlador está cargado con un transformador de aislamiento o las sobretensiones de corriente a través de la capacitancia de la compuerta de drenaje son Se requieren diodos en derivación muy grandes. Limitarán los impulsos espurios negativos en las salidas A y B a 0,3 V. Como todos los componentes de alta frecuencia, el controlador requiere atención cuidadosa a la ubicación de los componentes externos (montados) y al cableado para minimizar los acoplamientos inductivos o capacitivos parásitos. Los cables de las piezas deben acortarse lo máximo posible. Por estos motivos, es preferible montar el controlador en una placa de circuito impreso de doble cara. Los conductores de señal se colocan de modo que queden ubicados en todas partes por encima de la lámina del cable común. Los pines de alimentación deben evitarse con dos condensadores de paso: una capacitancia cerámica de baja inductancia de 0,1 μF, colocada a no más de 6 mm del pin 15 del microcircuito, para suprimir la interferencia de alta frecuencia, y un óxido (tántalo) nominal. valor de 1 a 5 μF, soldado a no más de 12 mm del pin 13 y que desempeña el papel de un dispositivo de almacenamiento de energía para alimentar los amplificadores de salida. Se recomienda conectar un condensador de baja inductancia con una capacidad de al menos 0,01 µF entre el pin 16 y el cable común. Para aumentar la resistencia del convertidor a la excitación parásita, la inductancia parásita en serie de la salida de los amplificadores de corriente del controlador debe ser mínima. La solución aquí puede ser acercar los potentes transistores de efecto de campo lo más posible al microcircuito y utilizar resistencias amortiguadoras no inductivas en serie R7, R8. Para reducir la influencia de transistores potentes en los circuitos analógicos, se requiere blindaje y el uso de líneas adaptadas en serie para transmitir pulsos de control a su puerta. El tipo de potentes transistores de efecto de campo VT1, VT2 y diodos rectificadores Schottky VD6 del convertidor no se indica ni en la documentación nacional ni en el extranjero. Aquellos que quieran hacerlo ellos mismos tendrán que seleccionar experimentalmente estos componentes y asegurarse de que el dispositivo funcione de manera confiable. Podemos recomendar los transistores KP750A, KP767V, KP778A, IRF640. Además del tipo de diodos potentes indicados en el diagrama, pueden ser adecuados KD271BS, KD272BS, KD273BS, KDSh2967BS, KDSh2967VS, CTQ2535, CTQ2545; diodos VD4, VD5 - de la serie 2D253, así como 2D255V-5, ZDCh122-20, ZDCh122-20X. Antes del trabajo, definitivamente debe familiarizarse con [2]. El controlador KR1156EUZ se diferencia del descrito por la ausencia de un disparador inversor de fase y por el hecho de que los amplificadores de corriente de salida funcionan en antifase. Además, están disponibles modificaciones con salidas A y B de modo común, que se pueden conectar en paralelo, con una salida B (como el UC1823) y con la salida A conectada a la entrada inversora del comparador limitador de corriente. Literatura
Autor: S.Egorov, Bryansk
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