Cálculo de circuitos sobre amplificadores operacionales de transimpedancia. Esquema, descripción

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Cálculo de circuitos sobre amplificadores operacionales de transimpedancia. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.

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El artículo presenta cálculos analíticos de circuitos con amplificadores operacionales TOC. En este caso se utilizaron los métodos más modernos utilizando OrCAD y Maple.

introducción

La principal ventaja de los amplificadores de realimentación de corriente es su amplio ancho de banda operativo. Todos los demás amplificadores usan retroalimentación de voltaje. cuya ganancia con retroalimentación comienza a caer incluso a frecuencias muy bajas (a menudo desde 10 Hz) con una tasa de caída de 20 dB por década. Este comportamiento conduce a grandes errores a altas frecuencias. Los amplificadores de retroalimentación de voltaje se ven obligados a operar en el dominio de la frecuencia, donde su ganancia cae como la ganancia del sistema operativo con un sistema operativo de bucle abierto; comienza a caer a bajas frecuencias. Los amplificadores de retroalimentación actuales no tienen esta limitación, por lo que proporcionan la menor distorsión. La tasa de caída de ganancia es aproximadamente la misma para ambos tipos de amplificadores. El modelo que se muestra en la fig. 2 muestra el hecho de que los amplificadores de realimentación actuales usan transimpedancia en lugar de ganancia. La corriente de entrada se "asigna" a la etapa de salida y la amortigua. Esta configuración proporciona el ancho de banda máximo entre los circuitos integrados que utilizan la misma tecnología de proceso. Por lo general, los amplificadores con sistema operativo pero actual se construyen sobre la base de transistores bipolares, porque. su alcance típico: comunicaciones de alta velocidad, video, etc., por regla general, no requieren impedancias de entrada altas y un rango de voltaje de salida igual al voltaje de suministro (riel a riel).

Tenga en cuenta que la entrada inversora está acoplada a la etapa de salida del búfer, por lo que tiene una impedancia muy BAJA, en un orden de magnitud igual a la del seguidor del emisor. La entrada no inversora es una entrada de búfer, por lo que tiene una alta impedancia. Para un amplificador de retroalimentación de voltaje, las entradas se alimentan a las uniones base-emisor de un inversor de fase (una etapa diferencial alimentada por una fuente de corriente). La coincidencia precisa de los transistores en la etapa diferencial minimiza las corrientes de entrada y los voltajes de polarización y, en este sentido, un amplificador de retroalimentación de voltaje tiene una gran ventaja. Hacer coincidir los circuitos de búfer de ENTRADA y SALIDA es una tarea abrumadora, por lo que los amplificadores de retroalimentación actuales no son precisos. Su objetivo principal son los circuitos de alta velocidad, si para los amplificadores de retroalimentación de voltaje el límite es de aproximadamente 400 MHz, los amplificadores acoplados a la corriente tienen un ancho de banda operativo de hasta varios gigahercios. Un rango de operación típico para un TOC de amplificador operacional es de aproximadamente 25 MHz a varios GHz. Sin embargo, al usar tales amplificadores, se debe tener en cuenta una característica importante. Al diseñar circuitos de alta frecuencia, muchos diseñadores confían en la reducción de la ganancia con el aumento de la frecuencia como factor de estabilidad, creyendo correctamente que un circuito con una ganancia inferior a la unidad por defecto es estable. Pero esto es cierto solo para amplificadores con retroalimentación de voltaje. Los amplificadores operacionales de retroalimentación actuales retienen su ganancia a medida que aumenta la frecuencia. Por lo tanto, los circuitos desarrollados sobre la base de amplificadores con retroalimentación de voltaje y que funcionan de manera estable con ellos a menudo se vuelven inestables cuando se cambia a amplificadores con retroalimentación de corriente. Además, la entrada y la resistencia de retroalimentación de un amplificador de retroalimentación de corriente son susceptibles a rayones y capacitancia, así que preste mucha atención al diseño de la placa.

1. Transimpedancia TOS OU

Encontremos la transimpedancia del amplificador operacional TOS con retroalimentación abierta en la entrada inversora. Para hacer esto, utilizamos el esquema de medición (Fig. 1). Usaremos el circuito equivalente idealizado unipolar más simple (Fig. 2) como modelo del OS TOC.
Arroz. 1. Esquema para medir la transimpedancia

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

reiniciar: con(MSpice): Dispositivos:=[O,[TOP,AC1,2]]: Dígitos:=3:

ESolve(Q,`01-1_OP_TOC_Z/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

Modelo de amplificador operacional de transimpedancia AC1

Sistema de Kirchhoff-Laplace

-JVF1U1-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct

VINN = Vref

Corrientes de entrada de fuentes controladas

JVF1U1 = I1

Решения

{VINN,Vt1}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodos proporcionados: {VINP} Fuentes: [Vref, VF1U1, I1]
Decisiones V_NET: [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET: [J1, JVF1U1, JRt, JCt, JFt, JVref]
Zt:=VOUT/I1, print(`En AC,`);

Zto:=Limit('Zt',s=0)=limit(Zt,s=0), print(`En corriente continua obtenemos,`);

En corriente alterna

Zt := -Rt/(1+s*Ct*Rt)

En corriente continua, obtenemos

Zto := Límite(Zt,s = 0) = -Rt

Para las denominaciones indicadas en el diagrama, obtenemos.

Valores(DC,RLCVI,[]): Zt:=evalf(Zt); `Zt[f=0]`:=evalf(rhs(Zto)); #VSAL:=evalf(VSAL);

HSF([Zt],f=1..1e10,"3) semi[Zt] del amplificador operacional TOC de transimpedancia);

Introducción de clasificaciones de componentes:
Rt := .10e8,10MEG"
Ct:= 1/2/Pi/pie
Pie := .10e11,10G"
Fuente de CC: CC: Vref:=0
Fuente de CC: CC: I1:=10
E1_U1 := VINP
Fuente de CC: CC: VF1U1:=0
F1_U1 := JVF1U1
E2_U1 := Vt1

Zt := -.10e8/(1.+.159e-3*s)

Zt[f=0]` := -.10e8

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

2. Coeficiente de transferencia de un amplificador no inversor en TOC OU

Un amplificador no inversor le permite tener una gran impedancia de entrada, lo que le permite tener una buena coincidencia con la fuente de la señal.
Arroz. 4. Esquema de un amplificador no inversor basado en TOC OU

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

reiniciar: con (MSpice): Dispositivos: = [E, [ARRIBA, AC2,5]]:

ESolve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

Modelo de amplificador operacional de transimpedancia AC2

Sistema de Kirchhoff-Laplace

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)/R2+(VINP-VINN)/Rn-VINN/R1

Решения

{Vt1, VINN}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodos dados: {VINP} Fuentes: [Vinp]
Decisiones V_NET: [Vp1, Vt1, VOUT, VINN]
J_NET: [JR2, JR1, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

La ganancia dependiente de la frecuencia se ve así.

H:=recoger((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(R1+R2)/((R2*R1*Ct*Rt+Rn*R2*Ct*Rt+Rn*R1*Ct*Rt)*s+Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

La ganancia independiente de la frecuencia se ve así.

K:=límite(H,Ct=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Intentan reducir Ri de todas las formas posibles, igualándolo a n y obtenemos

K:=límite(K,Ri=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Intentan aumentar Rz de todas las formas posibles, vayamos al infinito y consigamos

K:=límite(K,Rt=infinito);

K := (R1+R2)/R1

Valores (CC, PRN, []):

HSF([H],f=1..1e10,"6) semiAFC de un amplificador no inversor basado en TOC OU");

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

3. Configuración del ancho de banda con un condensador en el circuito del sistema operativo

Al usar TOS OU, es necesario tener en cuenta sus características. Si en un amplificador operacional convencional con NOS OS, cuando se conecta un condensador, aparece un polo adicional de la característica, entonces en un amplificador con TOC (Fig. 7) aparecen un cero y un polo adicionales (Fig. 8).
Arroz. 7. Esquema de un amplificador no inversor basado en TOC OU

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

reiniciar: con (MSpice): Accesorios: = [O, [ARRIBA, AC2,8]]:

ESolve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp_СF/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

Modelo de amplificador operacional de transimpedancia AC2

Sistema de Kirchhoff-Laplace

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)*s*CF+(Vt1-VINN)/RF+(VINP-VINN)/Rn-VINN/Rg

Решения

{VINN,Vt1}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodos dados: {VINP} Fuentes: [Vinp]
Decisiones V_NET: [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET: [JCF, JRF, JRg, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

La ganancia dependiente de la frecuencia se ve así.

H:=recoger((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/(Rn*s^2*CF*RF*Rg*Ct*Rt+(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF* Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg)*s+Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+RF*Rn)

Los ceros y polos de esta función están determinados por las siguientes expresiones

PoloCero(H,f);

------------- ceros ------------

F_Cero[1] = 1/2*I*(Rg+RF)/CF/RF/Rg/Pi

----------- Polos -----------

F_Pole[1] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg-(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

F_Pole[2] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg+(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

Intentan reducir Ct a cero e intentan aumentar Rt de todas las formas posibles.

Dejemos que Ct vaya a cero y Rt al infinito, y obtenemos

H_ideal:=límite(subs(Ct=0,H),Rt=infinito);

H_ideal := (s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/Rg/(s*CF*RF+1)

La ganancia independiente de la frecuencia se ve así.

K:=límite(H,s=0);

K := Rt*(Rg+RF)/(Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+Rn*RF)

Rt se intenta de todas las formas posibles para reducirlo, igualarlo a infinito y obtener

K_ideal:=límite(K,Rt=infinito);

K_ideal := (Rg+RF)/Rg

Valores (CC, RLVCI, []):

Introducción de clasificaciones de componentes:
FC := .1000e-8,1000p"
RF := .1e4,1K"
Rg := .1e4,1K"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10MEG"
Ro := 75,75"
Ct:= 1/2/Pi/pie
Pie := .10e11,10G"
Fuente de CC: CC: Vinp:=0
E1_U1 := VINP
H1_U1 := (Vp1-VINN)/Rn
E2_U1 := Vt1
HSF([H,H_ideal],f=1..1e7,"9) semi[H,H_ideal] de un amplificador operacional TOC no inversor");

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

4. Filtro de paso de banda de 1 MHz con amplificador operacional TOC

Anteriormente, se consideraba antieconómico implementar filtros activos en frecuencias superiores a 1 MHz.

Actualmente, el problema se está resolviendo de frente, utilizando TOS OU.

La aplicación del modelo (Fig. 11) permite obtener una estimación superior de los indicadores de no idealidad de CO,

bajo el cual es posible implementar el filtro requerido.
Arroz. 10. Esquema de un amplificador no inversor basado en TOC OU

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

reiniciar: con (MSpice): Dispositivos: = [O, [ARRIBA, AC4,11]]:

ESolve(Q,`04-1_TOC_Filter/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

Modelo de amplificador operacional de transimpedancia AC4

Sistema de Kirchhoff-Laplace

(VSAL-V4)/RF+(V2-V4)/Rn-V4/Rg

-VOUT/Ro-Vt1/Ro-VOUT*s*Co-(VOUT-V4)/RF-(VOUT-V1)/R3

-V2/R2-V2/Rd-V2*s*Cd-(V2-V1)*s*C2

(V2-V1)*s*C2+(VOUT-V1)/R3-(V1-Vinp)/R1-V1*s*C1

-Vt1/Rt-(V2-V4)/Rn-Vt1*s*Ct

Решения

{SALIDA, V1, V2, V4, Vt1}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodos dados: {VINP} Fuentes: [Vinp]
Soluciones V_NET: [VOUT, V1, V2, V4, Vp1, Vt1]
J_NET: [JVinp, JRF, JR1, JC2, JRg, JR2, JC1, JRd, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JCo, JCd, JR3]

Si se cumplen las condiciones para ifilter

R1:=Rg: R2:=Rg: R3:=Rg: C1:=C2:

Entonces la ganancia dependiente de la frecuencia se verá así.

H:=simplificar(VOUT/Vinp,'tamaño');

H := (s*C2*Rd*(Ro*Ct*Rt*s+Ro+Rt)*Rg^3+(Rd*Ro*Ct*Rt*(C2+Cd)*(Rn+RF)*s^2+(((C2+Cd)*(Rn+RF)*Ro+C2*Rt*RF)*Rd+Ro*Ct*Rt*(Rn+RF))*s+Ro*(Rn+RF))*Rg^2+Ro*(RF*Rn*Rd*(C2+Cd)*s+(Rn+RF)*Rd+RF*Rn)*(Ct*Rt*s+1)*Rg+RF*...

Gráfico de frecuencia central y respuesta de frecuencia (Fig. 12).

Valores(AC,RLCVI,[]): H:=evalf(H,2);

HSF([H],f=1e5..1e7,"12) semiAFC$200 de un amplificador no inversor basado en amplificador operacional TOS");

Introducción de clasificaciones de componentes:
R1 := 300,300"
C2 := .750e-9,750p"
RF := .1e4,1K"
R3 := 300,300"
Rg := 300,300"
R2 := 300,300"
C1 := .750e-9,750p"
Rd := .1e7,1MEG"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10MEG"
Ro := 75,75"
Ct:= 1/2/Pi/pie
Pie := .10e11,10G"
Co := .5e-11,5p"
CD := .3e-11,3p"
Fuente de CA: CC: Vinp:=0 CA: Vinp:=1 Fase(grados):=0
E1_U1: = V2
H1_U1 := (Vp1-V4)/Rn
H2_U1 := Vt1/Ro

H := (.20e5*s*(.12e-1*s+.10e8)+.80e3*s^2+.68e12*s+.19e13+.22e5*(19.*s+.10e10)*(.16e-3*s+1.))/(12.*s*(1.+.38e-3*s)*(.61e-10*s^2+.17*s+.10e8)+.24e-13*s^4+.26e-3*s^3+.18e5*s^2-.6e11*s+.18e19+.30e3*(.42e4*...

Cálculo de circuitos en amplificadores operacionales de transimpedancia

Literatura

Petrakov. O. M. Cálculos analíticos en electrónica Revista SCHEMOTEHNIKA, No. 7, 2006.
Dyakonov V.P. Maple-9 en matemáticas, física, educación. M.: SOLON-Prensa, 2004.
V. D. RAZEVIG Sistema de diseño OrCAD 9.2. SOLÓN. Moscú 2001
Razevig V. D. Modelado de circuitos usando Micro-Cap 7. - M.: Hot line-Telecom, 2003.
Modelado de comportamiento en PSPICE. Circuito No. 3, No. 4, para 2003
Petrakov OM Creación de modelos PSPICE analógicos de radioelementos. RADIOSOFT", 2004
pspice.narod.ru CAD electrónico. Modelado. Circuitos.
Razevig VD Simulación de dispositivos electrónicos analógicos en computadoras personales. Editorial MPEI, 1993
Heineman R. PSpice simulación de circuitos electrónicos. Prensa DMK, 2002

Publicación: cxem.net

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