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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Formación de un cambio de fase de una señal periódica. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / diseñador radioaficionado A veces, al diseñar dispositivos radioelectrónicos, resulta necesario generar cambios de tiempo y fase de señales periódicas pulsadas. El cambio de tiempo es bastante fácil de lograr (usando un multivibrador de reserva, un circuito diferenciador o una línea de retardo). La situación es más complicada con el cambio de fase, ya que en este caso el tiempo de retardo es función inversa de la frecuencia de entrada. El autor del artículo habla sobre las dificultades que surgen aquí, las formas de superarlas y da ejemplos prácticos del uso de los resultados de su trabajo. Para formar un cambio de fase, el método digital se usa con mayor frecuencia, pero tiene desventajas como la complejidad de la conmutación, el uso de un generador auxiliar, el ajuste paso a paso y una gran cantidad de elementos electrónicos necesarios [1]. Otros métodos para generar un cambio de fase no están suficientemente cubiertos en la literatura de radioaficionados. A menudo, en lugar de un retardo de fase, se utiliza un retardo de tiempo con corrección de frecuencia, lo que conduce a una no linealidad significativa de la característica de frecuencia de fase o a un estrechamiento de la banda de frecuencia operativa de los dispositivos. Mientras tanto, los circuitos analógico-digitales hacen posible, por medios simples, obtener parámetros de cambio de fase aceptables en un amplio rango de frecuencia. La unidad de fase presentada a los lectores (Fig. 1, a) está hecha con un disparador D o RS y no requiere el uso de generadores auxiliares. Elimina los principales problemas de obtener un cambio de fase con respecto a una de las caídas de la secuencia de pulsos en un amplio rango de frecuencia. Para oscilaciones positivas, las entradas C o R del disparador DD1 se pueden usar de forma independiente (aplicando una señal de cualquier ciclo de trabajo a la entrada C y pulsos cortos a la entrada R a través de un circuito diferenciador). Si invierte la señal de entrada, puede implementar un cambio de fase para los flancos negativos.
Mediante un diferencial positivo en la entrada C o R, el disparador DD1 cambia al estado cero y el condensador integrador C2 comienza a cargarse linealmente a través de la salida inversa del disparador del generador de corriente G1. Tan pronto como el voltaje en la entrada S alcanza el umbral (para la lógica CMOS, el voltaje umbral Uthr es aproximadamente igual a Upit/2), el disparador cambia al estado único y antes de que llegue la siguiente caída positiva, el condensador C2 se descargará a través de la salida inversa del disparador del generador de corriente G2. La profundidad de descarga, y por tanto el tiempo de carga posterior, que determina la duración del impulso de salida, es directamente proporcional a la corriente I2 e inversamente proporcional a la frecuencia. De la similitud de las curvas de recarga del condensador C2 (gráfico UC2 en la Fig. 1, b) se desprende que el desplazamiento de los pulsos de salida Uout, expresado en unidades angulares (fase), no depende de la frecuencia de entrada, sino de la relación de los valores actuales I1 e I2. La fase de salida se puede ajustar cambiando la corriente de uno de los generadores, asegurando que se cumpla la condición I1>I2. En este caso, el ángulo mínimo siempre será mayor que cero, ya que el condensador C2 no se puede cargar instantáneamente y el ángulo máximo será ligeramente inferior a 180 grados. (cerca de este valor el nodo entra en modo oscilatorio). El cambio de fase especificado es estable dentro del intervalo de frecuencia de funcionamiento y, con un cambio brusco de frecuencia, se restablece después de un proceso transitorio de corta duración. A medida que aumenta la frecuencia de la señal de entrada, la amplitud del componente variable en el condensador C2 disminuye y, a partir de cierto punto, el disparador ya no conmutará la entrada S, que es un factor limitante. El uso del temporizador integrado KR1006VI1, que tiene comparadores de entrada sensibles en las entradas del disparador interno, amplía el rango de frecuencia en más de diez veces y permite, en la mayoría de los casos, reemplazar los generadores de corriente con resistencias, cambiando cuya resistencia se puede ajustar el cambio de fase generado por el dispositivo (Fig. 2).
Los parámetros principales de este nodo son los siguientes: los límites del control de fase suave -
intervalo de frecuencia - los límites de cambio en la frecuencia de entrada en los que la fase dada permanece sin cambios - más de diez octavas o tres décadas, la frecuencia más baja es inversamente proporcional a la capacitancia del condensador C2 y puede alcanzar décimas y centésimas de hercio, la frecuencia superior: hasta cientos de kilohercios, como para los alisadores habituales. Para seleccionar la relación de valores de resistencia para un cambio de fase determinado (ver Fig. 1), puede usar la fórmula:
donde K=Upit/Upor (para lógica CMOS K=2), y para determinar el cambio de fase a partir de la relación conocida entre el valor de resistencia de la resistencia y el voltaje umbral de la entrada S del disparador - la fórmula:
La frecuencia de entrada más baja se estima aproximadamente a partir de la expresión:
El cálculo del nodo de fase en el temporizador KR1006VI1 tiene algunas diferencias debido al hecho de que el condensador C2 se carga a través de las resistencias R2 y R3 conectadas en serie, se descarga a través de la resistencia R2 y la entrada S aquí se invierte. La gráfica de voltaje en el capacitor en este caso será inversa en comparación con la gráfica de UC2 en la Fig. 1, b. Por lo tanto, el valor de la tensión umbral no debe contarse desde el cable común, sino desde la tensión de alimentación. En el caso que nos ocupa, Upor=2Upit/3, es decir K=1,5. Para este caso, la fórmula (2) quedará así:
La resistencia de la resistencia R2 en la mayoría de los casos se puede considerar igual a 100 kOhm. Si el ángulo debe contarse en grados, entonces en todas las fórmulas el número pi se reemplaza por 180 grados. El uso de la unidad de fase descrita (Fig. 2) permite crear dispositivos con costos mínimos que son difíciles de implementar de otras maneras. Así, por ejemplo, en la Fig. 3a muestra un circuito de un duplicador de frecuencia para una señal con un ciclo de trabajo arbitrario, que proporciona una señal de onda cuadrada en la salida. En el doblador, primero se produce un cambio de fase secuencial de hasta 270 grados. nodos A1-A3, después de lo cual las señales intermedias se suman módulo 2 por el elemento D1 EXCLUSIVO O. El uso del elemento EXCLUSIVO OR aquí es opcional. El elemento AND-NOT más común es más que suficiente. Los diagramas de señales siguen siendo los mismos. Gráficos en la Fig. 3b ilustran el funcionamiento del dispositivo. Un dispositivo similar, construido sobre multivibradores de reserva [2], proporciona un resultado similar para una sola frecuencia, cuyo cambio requiere el ajuste de los valores del elemento.
Para generar una tensión trifásica se suele utilizar una unidad formada por un generador de impulsos rectangular con el triple de frecuencia y un divisor de frecuencia por 3, que proporciona el correspondiente desfase en las salidas. En algunos casos, puede resultar más conveniente obtener tensión trifásica multiplicando la frecuencia utilizando dos unidades de desfase A1, A2 (Fig. 4), dando un retraso de 120 grados.
El tercer ciclo forma el elemento lógico D1. El distribuidor se puede utilizar para alimentar motores trifásicos con velocidad de rotor ajustable o para controlar un multiplexor de tres canales al conmutar señales. La forma de los pulsos de salida se muestra en la Fig. 4, b. Otro ejemplo es un regulador de tiempo de encendido para un motor de automóvil equipado con un sistema de encendido por transistor de contacto. Dicho regulador permite ajustar el funcionamiento del sistema de generación de chispa del motor al cambiar su modo de funcionamiento directamente desde la cabina [3]. El dispositivo propuesto (Fig. 5a) consta de un canal directo para transmitir pulsos desde los contactos S1 del interruptor al sistema de encendido y retrasar los pulsos en un ángulo determinado utilizando una unidad de fase. Después de sumar las secuencias de pulsos en el elemento lógico D1 Y, obtenemos una señal de salida caracterizada por un momento ajustable de formación de chispa y una duración casi constante de acumulación de energía en el devanado primario de la bobina de encendido.
Literatura
Autor: S. Vychukzhanin, San Petersburgo
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