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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA
Fuente inversora de corriente de soldadura. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / equipo de soldadura Para realizar trabajos de soldadura, fundición, galvánicos y otros, se requiere una poderosa fuente especializada de voltaje o corriente (a veces de una forma especial). Al analizar el diseño de dichas fuentes, se observó que sus diagramas funcionales son casi idénticos. Este artículo proporciona un ejemplo de la implementación de un convertidor de voltaje tipo puente basado en un módulo de control de microcontrolador universal. Este convertidor es adecuado no sólo para su uso en fuentes de energía de soldadura inversoras, sino también en sistemas de calentamiento por inducción, fuentes de alimentación ininterrumpida para equipos electrónicos, fuentes de corriente para galvanoplastia, convertidores de frecuencia y fuentes de alimentación para generadores ultrasónicos. La fuente de corriente de soldadura inversora propuesta se alimenta de una red de voltaje alterno de 170...240 V y está diseñada para una corriente de carga de hasta 150 A durante el 70% del tiempo de trabajo. La principal diferencia entre esta fuente y las clásicas es la ausencia de una unidad de carga separada para el condensador de almacenamiento, así como la capacidad de adaptarse para resolver diversos problemas sin cambiar el circuito de la unidad de control, sino solo reemplazando el programa del microcontrolador. Funcionalmente, la fuente de corriente de soldadura consta de una fuente de alimentación para sus componentes, un rectificador controlado por trinistor, un puente inversor IGBT de alta frecuencia con unidades de control optoaisladas y una unidad de soldadura externa. El diagrama esquemático de los bloques enumerados se muestra en la Fig. 1. El rectificador y el inversor son controlados y monitoreados por una unidad de control y monitoreo por microcontrolador, cuyo diagrama se muestra en la Fig. 2. La numeración de elementos en estos diagramas es continua.
Cuando los contactos del disyuntor SA1 están cerrados, la tensión de red alterna se suministra al puente de diodos, que consta de diodos VD1, VD5 y diodos del rectificador de potencia principal VD11, VD12. La corriente rectificada carga el condensador C4 a la amplitud de la tensión de red. El termistor RK1 JNR10S470L limita la corriente de carga. A través de las resistencias R1, R2, R5 y R6, el voltaje del condensador C4 se suministra al circuito de alimentación del controlador del convertidor de voltaje DA1 TOR233R. Desde el momento del arranque hasta que el voltaje en el condensador C10 aumenta a 5 V, el microcircuito DA1 funciona en modo autooscilador. Cuando se alcanza este voltaje, se abre el circuito de salida del regulador integrado paralelo DA2 TL431ALP, lo que hace que la corriente fluya a través de la resistencia R9 y el diodo emisor del optoacoplador U1. El fototransistor abierto de este optoacoplador cierra el circuito de control del microcircuito DA1, asegurando el cierre de su interruptor de salida y deteniendo la acumulación de energía en el circuito magnético del transformador de pulso T1. Mientras esta llave está cerrada, la energía acumulada fluye a través de los devanados secundarios del transformador hasta sus cargas. Todos los devanados secundarios funcionan con voltajes aislados galvánicamente entre sí y de la red de suministro. Se pueden encontrar más detalles sobre el funcionamiento del convertidor de voltaje flyback en el chip TOP233P en el documento “TOP232-234 TOPSwitch-FX Family Design Flexible, EcoSmart®, Integrated Off-line Switcher”, pdf.datasheetbank.com/pdf/Power -Integraciones/663 140. pdf. La unidad de control y monitorización se basa en un microcontrolador DD1 ATmega48-20AU. El circuito C34R59 retrasa el inicio del microcontrolador hasta que se establece un nivel de voltaje de suministro estable. Al final del pulso generado por este circuito, el generador de reloj RC interno del microcontrolador comienza a funcionar a una frecuencia de 8 MHz. Esta frecuencia se establece al programar la configuración del microcontrolador. La tensión sinusoidal de la red a través de las resistencias R34 y R35 se suministra al puente de diodos VD24. La corriente pulsante rectificada fluye a través del diodo emisor del optoacoplador U7, desviada por la resistencia R38. Cerca de la transición del valor instantáneo de la tensión de red a cero, la corriente a través del diodo emisor se detiene durante un tiempo y el transistor de salida del optoacoplador U7 se cierra, lo que conduce al suministro de una señal de sincronización de alto nivel lógico al PD2. entrada del microcontrolador DD1. Al procesar este evento, el microcontrolador establece una señal de bajo nivel en su salida PB3 con un retraso determinado. Esto hace que la corriente fluya a través del circuito que consta del diodo emisor del optoacoplador U2 y la resistencia R14. Se abre el fototransistor del optoacoplador U2 y la señal de la resistencia R15 abre el transistor de efecto de campo del canal p VT1. A través del transistor abierto y las resistencias R16 y R17, se suministra un voltaje de + 12 V desde el rectificador en el diodo VD6 a los circuitos de electrodos de control de los tiristores Vs 1 y VS2. Los SCR se abren. La tensión alterna de la red también se suministra al puente rectificador de potencia, formado por los diodos VD11 y VD12 y los tiristores VS1 y VS2. Desde el momento en que se abren hasta que cambia la polaridad del voltaje ánodo-cátodo, provocando que los SCR se cierren, el condensador de almacenamiento C17 se carga. Con cada transición de la tensión de alimentación a través de cero, el microcontrolador reduce el retardo de apertura, por lo que la carga se produce sin problemas. Su duración (en la versión considerada, unos 5 s) se establece mediante programación. En caso de emergencia, el microcontrolador no genera una señal en la salida PB3 que permita abrir los SCR, por lo que permanecen cerrados. Los circuitos R18C15 y R20C16 eliminan las falsas aperturas de los tiristores bajo la influencia de interferencias. Una vez completada la carga suave del condensador de almacenamiento C17, el programa comienza a generar pulsos de control para las teclas del inversor puente en las salidas PB1 y PB2 del microcontrolador, siguiendo a una frecuencia de 20 kHz (está configurada por software). El ciclo de trabajo del pulso se ajusta con una resistencia variable R33 en el rango 0,1...0,9. Desde estas salidas, las señales de control, retrasadas mutuamente en medio período de frecuencia de 20 kHz, ingresan a los nodos de control IGBT VT3-VT6 fabricados en los optoacopladores U2-U5. Dado que estos nodos son idénticos, en el diagrama de la Fig. La Figura 1 muestra en detalle solo uno de ellos, construido sobre el optoacoplador U3. Se alimenta desde el devanado IV del transformador T1 mediante un diodo rectificado VD9 con una tensión de 25 V. Los diagramas de tiempos que explican su funcionamiento se muestran en la Fig. 3. El emisor IGBT VT5 controlado por este nodo está conectado a la salida del estabilizador de voltaje negativo integrado DA3. Debido a esto, el voltaje del emisor de puerta del IGBT, dependiendo del estado del optoacoplador, cambia de +18 V, en el que el IGBT está completamente abierto, a -7 V (el IGBT está bien cerrado).
Los pulsos de la salida PB2 del microcontrolador a través de la resistencia R60 se suministran a los diodos emisores conectados en serie de los optoacopladores U3 y U4, que controlan los IGBT VT5 y VT2, respectivamente. Por tanto, estos IGBT se abren simultáneamente. Los IGBT VT3 y VT4 permanecen cerrados en este momento, ya que no hay pulso en la salida de PB1. La corriente fluye a través del circuito: placa positiva del condensador C17, IGBT VT2 abierto, transformador de corriente T4, devanado I del transformador T5 (en la dirección de extremo a principio), IGBT VT5 abierto, transformador de corriente T3, placa negativa del condensador C17. Esto induce tensiones en los devanados secundarios del transformador T5 aplicados por más al ánodo del diodo VD21 y menos al ánodo del diodo VD22. La corriente de soldadura fluye a través del devanado II del transformador T5, el diodo abierto VD21, el inductor L2 y a través del circuito de soldadura. En el siguiente medio ciclo de funcionamiento del inversor, el programa genera un pulso en la salida del microcontrolador PB1, que abre los IGBT VT3 y VT4. No hay pulso en la salida PB2, por lo que los IGBT VT2 y VT5 están cerrados. La corriente fluye a través del circuito: lado positivo del condensador C17, IGBT VT4 abierto, devanado I del transformador T5 (en la dirección de principio a fin), transformador de corriente T4, IGBT VT3 abierto, transformador de corriente T2, lado negativo del condensador C17. Esto induce tensiones en los devanados secundarios del transformador T5 aplicados por más al ánodo del diodo VD22 y menos al ánodo del diodo VD21. La corriente de soldadura fluye a través del devanado III del transformador T5, el diodo abierto VD22, el inductor L2 y el circuito de soldadura. La corriente de soldadura está regulada por una resistencia variable R33 instalada en el panel frontal del inversor. La entrada ADC2 del microcontrolador a través del circuito integrador R46C30 recibe un voltaje dependiendo de la posición del control deslizante de esta resistencia variable. Las resistencias R41, R42, R45, R47 sirven para eliminar la posibilidad de dañar la entrada ADC2 del microcontrolador si hay un circuito abierto en la resistencia variable R33. El ADC del microcontrolador convierte el voltaje aplicado a la entrada ADC2 en un código, y el programa lo procesa y, según el resultado obtenido, cambia el ciclo de trabajo de los pulsos en las salidas PB1 y PB2. Los transformadores de corriente T2 y T3 sirven como falla de carga e IGBT a través de sensores de protección de corriente. Cuando ocurre una emergencia, aumenta el voltaje en los devanados secundarios de estos transformadores. Después de la rectificación mediante conjuntos de diodos VD25 o VD26, se alimenta a través de un divisor resistivo R48R49 (el condensador C29 suprime el ruido) a la entrada no inversora del comparador DA7.1. La tensión de referencia en su entrada inversora está formada por un divisor resistivo R54R55 con un condensador de supresión de interferencias C32 (también se suministra a la entrada no inversora del comparador DA7.2). Cuando la señal recibida en la entrada 5 excede el voltaje de referencia (esto ocurre cuando una corriente de más de 2 A fluye a través de los devanados primarios de los transformadores T3 o T30), se genera un pulso de alto nivel en la salida del comparador DA7.1 . A través del circuito integrador R58C35, que evita falsas alarmas, se alimenta a la entrada inversora del comparador DA7.2. Si la duración del pulso de emergencia excede los 5 ms, se enviará una señal a la entrada PD3 del microcontrolador desde la salida del comparador DA7.2, lo que prohibirá que el programa genere pulsos de control en las salidas PB1 y PB2. El transformador de corriente T4 sirve como sensor de corriente de funcionamiento en el devanado I del transformador T5. La tensión del devanado secundario del transformador T23, rectificada por el puente de los diodos de los conjuntos VD27 y VD4, se suministrará a la entrada ADC52 del microcontrolador a través del circuito integrador R31C1. Será medido y procesado por software. Cuando la corriente medida excede los 25 A, el programa ajusta el ciclo de trabajo de los pulsos de control del IGBT. La protección contra sobrecalentamiento se realiza mediante el termistor RK2 KTY81/210. Su resistencia y el nivel de señal en la entrada ADC0 del microcontrolador dependen de la temperatura. Si se excede la temperatura permitida, el programa reduce el ciclo de trabajo de los pulsos en las salidas PB1 y PB2 o detiene completamente su formación hasta que el termistor se enfríe. Después de suministrar energía al microcontrolador y poner en marcha su generador de reloj interno, el programa espera la llegada a la entrada PD2 de una señal para que el valor instantáneo de la tensión de red cruce el nivel cero. Al recibir dicha señal, inicia dos temporizadores internos. El contenido del registro de conteo de uno de ellos se utiliza para controlar la velocidad de carga del condensador C17. El segundo temporizador sirve para proteger el inversor. Reinicia el microcontrolador si no hay señal para que la tensión de red cruce el nivel cero en 10 ms, por lo que el programa se inicia de nuevo. Después de 9,95 ms desde el momento en que se recibe la señal de cruce por cero, el programa envía una señal para abrir los SCR, estableciendo un nivel alto en la salida PB3 del microcontrolador. Al recibir la siguiente señal de este tipo, el nivel en la salida PB3 baja. La siguiente señal para abrir los SCR se dará después de 9,9 ms, por lo que permanecerán abiertos 0,5 ms más. Debido al aumento gradual de la duración del estado abierto de los tiristores, el condensador C17 se carga suavemente. Después de aproximadamente 5 s, el microcontrolador comenzará a indicar continuamente a los SCR que se abran. Se retirará únicamente en caso de producirse un corte de energía en la red de suministro o en una situación de “Emergencia”. El programa no genera señales de control IGBT hasta que el condensador C17 esté completamente cargado. Al finalizar su carga, aparecen secuencias de pulsos en las salidas PB1 y PB2 del microcontrolador, seguidas de un período de 50 μs, desplazados mutuamente medio período (25 μs). La duración de los pulsos depende del voltaje suministrado a la entrada ADC2 del microcontrolador. Su valor mínimo es de 2,5 μs, el máximo es de 22,5 μs (los 2,5 μs restantes del medio ciclo son la pausa mínima necesaria para garantizar el cierre de los IGBT previamente abiertos). La acción de la protección de emergencia se basa en detener la generación de señales de control IgBt en las situaciones de "Failure", "Failure 2" y "Overheat 2". La situación de "Crash" ocurre cuando aumenta el voltaje en la entrada ADC1 del microcontrolador. Este voltaje se convierte en código binario. Dependiendo de su valor, la duración de las señales de control IGBT primero disminuye gradualmente y, si esto no produce resultados, la generación de pulsos se detiene por completo. Cuando llega una señal de nivel lógico alto a la entrada PD3, la situación de “Alarma 2” ocurre sin demora. La condición para que ocurra la situación "Sobrecalentamiento 2" es un aumento de voltaje en la entrada ADC0 del microcontrolador. También se convierte a código binario, cuyo resultado es el análisis de la reducción de la duración de los impulsos de control o su desconexión completa. Después de eliminar las causas de las situaciones de emergencia, el funcionamiento de la fuente inversora se reanuda automáticamente. El archivo de descarga del programa del microcontrolador weld.hex se adjunta al artículo. La configuración del microcontrolador debe establecerse de la siguiente manera: byte extendido - 0xFF, byte alto - 0xDD, byte bajo - 0xE2. El programador está conectado al conector XP9. Estructuralmente, la parte principal de las partes de la fuente de soldadura se coloca sobre una placa de circuito impreso con dimensiones de 140x92,5 mm, cuyo dibujo de los conductores impresos se muestra en la Fig. 4.
En la parte inferior de la placa de circuito impreso (Fig. 5) se encuentran elementos para montaje en superficie, así como diodos VD11 y VD12, tiristores VS1 y VS2, IGBT VT2-VT5. En la parte superior (Fig. 6) se encuentran el resto de elementos. Los circuitos de alimentación están hechos de cables suspendidos con una sección transversal de al menos 2,5 mm.2. Sobre estos cables se colocan núcleos magnéticos de transformadores de corriente T2, T3, T4 de tamaño estándar K20x12x6 hechos de ferrita 2000NM1 con devanados secundarios que contienen 200 vueltas de cable PEV-2 con un diámetro de 0,25 mm.
El transformador T1 está instalado en la parte superior de la PCB. Su núcleo magnético es un anillo de tamaño estándar K24x13x7,5 fabricado en permalloy MP140, aislado con una capa de tejido barnizado. Los datos del devanado se dan en la tabla. 1, y el orden en que se enrollan los devanados corresponde a sus números en el diagrama. Las vueltas de los devanados I, VI y VII se distribuyen uniformemente a lo largo de todo el perímetro del circuito magnético. Cada uno de los devanados restantes está enrollado en su propio segmento del circuito magnético y no se superpone. Todos los devanados están aislados con tela barnizada. Tabla 1
Estrangulador L1 - EC24. El condensador C17 se monta sobre la superficie superior del tablero sobre soportes de 20 mm de altura. Presionan los pétalos de montaje a sus terminales con cables soldados, conectados a los terminales del condensador. Para conectar cables de alimentación a los terminales de IGBT VT2-VT5, tiristores VS1 y VS2, diodos VD11 y VD12, se proporcionan almohadillas de contacto con orificios en la placa de circuito impreso. Estos elementos se presionan contra el bloque disipador de calor a través de juntas aislantes, como se muestra en la Fig. 7.
El transformador de salida T5, el inductor L2 y los diodos rectificadores VD21, VD22 se colocan en un bloque disipador de calor separado. Los datos del devanado del transformador T5 se dan en la tabla. 2. Su núcleo magnético es de clase Gammamet GM414. 2 medidas estándar OL64x40x30. El devanado primario está aislado del núcleo magnético y de los devanados secundarios mediante capas dobles de tejido barnizado. Tabla 2
El devanado inductor L2 está enrollado sobre un núcleo magnético ShLM20x32 de acero eléctrico de 0,08 mm de espesor con un paquete de cinco cintas de cobre blando de 0,1 mm de espesor y un ancho ligeramente menor que la altura de la ventana del núcleo magnético. El paquete, aislado con tela barnizada, tiene siete vueltas. El núcleo magnético se ensambla con un espacio no magnético de 1,8 mm de largo. Entre los bloques del disipador de calor se encuentran dos ventiladores de 80x80 mm de la fuente de alimentación del ordenador, conectados a los conectores XP1 y XP2. Un ventilador sopla sobre el transformador T5, el inductor L2 y el condensador C17. Su flujo de aire se dirige hacia el transformador T5. El segundo ventilador está ubicado entre los bloques del disipador de calor. Su flujo de aire se dirige hacia los diodos VD21 y VD22. Cable de red PVA 2x2,5 mm2 conectado a los terminales 1 y 3 (superior) del disyuntor SA1. Se conectan dos cables con una sección transversal de 2 mm a los terminales 4 y 1,5 (inferiores) de este interruptor.2. Uno de los cables del terminal 2 está conectado al ánodo del tiristor VS2 y el otro al cátodo del diodo VD12 (no hay conexión entre ellos a través de conductores impresos). Uno de los cables del terminal 4 va al ánodo del tiristor VS1 y el segundo al cátodo del diodo VD11. Tampoco existe conexión entre ellos a través de conductores impresos. La resistencia de control de corriente variable R33 está instalada en el panel frontal de la caja y conectada al conector XP8 con un mazo de tres cables. El termistor RK2 se fija al disipador de calor con una abrazadera de sujeción. El programa del microcontrolador se puede descargar desde ftp://ftp.radio.ru/pub/2017/03/weld.zip. Autores: A. Zharkov
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