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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Generador de señales de bajos armónicos. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Tecnología de medición La distorsión no lineal de las señales AF, que caracterizan la calidad de los equipos de grabación y reproducción de sonido, suele estimarse mediante el coeficiente armónico, que para dispositivos de alta calidad no debe superar un valor de umbral aproximado del 0,1 %. Para medir distorsiones de este nivel, se requiere un generador de señales con un coeficiente armónico varias veces menor, por lo tanto, al desarrollar el dispositivo propuesto, se prestó especial atención a reducir la distorsión no lineal de la señal. Principales características técnicas:
El rango de frecuencias generadas por el dispositivo se divide en cuatro sub-rangos, en cada uno de los cuales la frecuencia es cambiada por una resistencia variable doble. El voltaje de salida se puede ajustar suave y discretamente en pasos de 20 dB. El diagrama funcional del generador se muestra en la fig. 1. Su base es un amplificador de banda ancha A1, cuyo circuito de retroalimentación positiva (POS) está formado por un filtro de paso de banda R1C1R2C2 (puente de Win), y la retroalimentación negativa (NFB) está formada por nodos y elementos para estabilizar la salida amplitud de tensión R3, R4, U1, A2-A7.
El filtro pasabanda RC es similar a un circuito oscilatorio paralelo y en la frecuencia cuasi-resonante fp=1/2piRC (en R1=R2=R y C1=C2=C) proporciona el coeficiente de transferencia máximo igual a 1/3, el más alto factor de calidad y las mejores propiedades selectivas. La frecuencia de oscilación se puede ajustar mediante un cambio constante en la resistencia de los resistores R1 y R2 o la capacitancia de los capacitores C1 y C2. Es obvio que para la autoexcitación del generador, el coeficiente de transferencia del amplificador A1, establecido por el circuito OOS, debe ser igual a tres. Con una ganancia tan baja, es fácil lograr un amplio rango de frecuencias y un nivel de distorsión muy bajo (menos del 0,01 %) del propio amplificador utilizando una retroalimentación profunda. Para obtener un coeficiente armónico bajo del generador, la amplitud del voltaje de salida debe estabilizarse en un cierto nivel. Para hacer esto, el amplificador se cubre con un circuito OOS no lineal, en el que a menudo se incluye un termistor o un transistor de efecto de campo como atenuador controlado. Sin embargo, en el primer caso es difícil lograr de manera simple que el coeficiente armónico del generador a frecuencias medias sea inferior al 0,05%, en el segundo, inferior al 0,1%, por lo que se prestó especial atención a la reducción de la distorsión en el atenuador controlado. La tensión FOS suministrada al amplificador A1 se puede representar como la suma de dos componentes: una constante, cuya amplitud es siempre igual a 1/3 de la tensión de salida, y una variable, cuya naturaleza de envolvente está determinada por las propiedades del circuito FOS, y la amplitud depende de factores desestabilizadores: parámetros de deriva de temperatura y tiempo de los elementos, cambios en la ganancia del filtro en el rango de frecuencia, etc. (la amplitud del segundo componente es varios órdenes de magnitud menor que la primera). Esto impulsó la idea de usar un circuito OOS de dos canales para reducir la distorsión no lineal, aplicando un componente constante a la entrada inversora del amplificador A1 a través de un canal que contiene solo elementos lineales (divisor R3R4 y sumador A7), y una variable a través de el canal de estabilización de amplitud (U1, A2-A6), que genera una señal correctora, que se suma en el sumador A7 con una componente constante. El segundo canal funciona de la siguiente manera. La señal de salida del amplificador A1 es rectificada por el rectificador U1, y la tensión extraída del mismo es comparada en el integrador A2 con la del ejemplo que establece el nivel de oscilaciones de salida. El voltaje diferencial integrado impulsa el atenuador A4 directamente y el atenuador A5 a través del seguidor inversor A3. En el modo de operación estacionario (estado estable) del generador, con los coeficientes de transferencia del divisor R3R4 y el filtro igual a 1/3, la diferencia entre los voltajes de entrada, así como los voltajes de salida del integrador A2 y el seguidor A3 están cerca de cero. Por lo tanto, las amplitudes de las señales en las salidas de los atenuadores A4 y A5 son las mismas y el voltaje de salida del amplificador diferencial A6 también es cercano a cero. En modo no estacionario, un cambio en la amplitud de la señal de salida del amplificador A1 provoca una desviación de la tensión rectificada en un sentido u otro con respecto a la referencia y, en consecuencia, de las tensiones de salida del integrador A2 y del seguidor A3. Bajo la acción de estas señales de control, los coeficientes de transmisión de los atenuadores A4 y A5 cambian en direcciones opuestas, y aparece un voltaje sinusoidal en la salida del amplificador A6, lo que lleva al generador a un modo estacionario. Con un aumento en la amplitud de las oscilaciones de salida con respecto al valor estacionario, aparece una señal en la salida del amplificador A6, que está en fase con la salida, y cuando disminuye, está desfasada. El uso de atenuadores controlados que funcionan con una señal pequeña y la compensación parcial de los productos de distorsión no lineal hizo posible reducir significativamente el nivel de armónicos del generador.
Diagrama esquemático del dispositivo. Su amplificador principal contiene dos etapas de entrada diferencial (VT1, VT2 y VT5, VT6) conectadas en paralelo para la señal amplificada. Debido a esto, el amplificador es simétrico para ambas semiondas del voltaje de CA, lo que reduce significativamente el nivel de armónicos pares, especialmente el segundo componente más grande del espectro de la señal en la mayoría de los osciladores RC de alta calidad. Otra característica del amplificador es la baja corriente que fluye a través de las resistencias R39, R32.2 y R40 conectadas a las bases de los transistores de etapa diferencial. Es igual a la diferencia en las corrientes de base, por lo tanto, al seleccionar transistores con coeficientes de transferencia de corriente h21e similares, se puede reducir significativamente. Como resultado, resultó posible reducir los requisitos de consistencia de las secciones de la resistencia variable dual R32 y conectar su primera sección (R32.1) directamente a las bases de los transistores VT1, VT5 (sin aislamiento). condensador). Para reducir el ruido inherente del amplificador, la corriente de reposo de las etapas diferenciales se elige relativamente pequeña (alrededor de 100 μA). Las señales de los colectores de los transistores VT1 y VT5 se alimentan a un amplificador de voltaje simétrico hecho en los transistores VT7, VT9 y VT8, VT10. Para reducir la no linealidad, está cubierto por OOS local (resistencias R13 y R15), lo que reduce su coeficiente de transmisión a 8...12. Las resistencias R19, R20 crean condiciones cercanas al modo de fuente de voltaje para la etapa de salida en los transistores compuestos VT12VT14 y VT13VT15, lo que también mejora la linealidad del amplificador. La corriente de reposo de esta etapa se establece mediante una resistencia de corte R16. Para una operación estable con una gran profundidad de retroalimentación y un amplio ancho de banda, el amplificador proporciona corrección de frecuencia con los circuitos R1C1 y R11C2 conectados en paralelo con las resistencias de carga (R2 y R10) de las etapas diferenciales. La frecuencia de corte de la respuesta de frecuencia del amplificador con retroalimentación de bucle abierto, establecida por estos circuitos, está en el rango de 20 ... 25 kHz. Como resultado del emparejamiento de la respuesta de frecuencia del amplificador no corregido y los circuitos de corrección, la sección de la característica con una inclinación de 6 dB por octava se ha vuelto más amplia. La frecuencia de corte del amplificador de voltaje está en la región de varios megahercios. Además, para aumentar el margen de estabilidad de todo el amplificador, se incluye un enlace de refuerzo C19R69 en el circuito OOS. La señal de salida del amplificador pasa a través de un repetidor en un transistor VT16, es rectificada por un diodo VD6 y alimenta a un integrador hecho en un amplificador operacional DA1. El voltaje ejemplar se suministra desde la resistencia de ajuste R35. Desde la salida del amplificador operacional, un voltaje igual al resultado de integrar la diferencia de estas señales actúa en la puerta del transistor VT17.1, y a través del seguidor inversor en el amplificador operacional DA2, en la puerta del transistor VT17.2. Junto con las resistencias R52-R55, estos transistores forman atenuadores controlados. La no linealidad de las características de los transistores se reduce mediante los circuitos OOS, que consisten en resistencias R49, R50 y R56, R57. Se ha establecido experimentalmente que para obtener los mejores resultados, el voltaje constante en las puertas de los transistores de efecto de campo debe estar dentro del 20 ... 50% del voltaje de corte y la resistencia de las resistencias en los circuitos CNF debe ser mucho mayor que la resistencia de sus canales. Esto se tiene en cuenta en los atenuadores descritos, y el voltaje en la entrada inversora del amplificador operacional DA2 se puede ajustar con una resistencia de ajuste R33 para establecer la mejor relación de voltajes que controlan los atenuadores en modo estacionario. La diferencia en las señales de salida de los atenuadores se amplifica mediante un amplificador diferencial en el amplificador operacional DA4 y, a través del sumador de voltaje CFO, realizado en las resistencias R66-R68, R70-R72, R40, actúa sobre la entrada inversora del amplificador principal. . El coeficiente de transmisión del circuito OOS, cercano a 1/3, se establece recortando las resistencias R68, R70-R72 en cada subbanda por separado. El control de frecuencia, la conmutación de subrangos, así como los factores desestabilizadores provocan cambios en el voltaje de salida, lo que va acompañado de procesos que restauran su nivel anterior. Por ejemplo, con un aumento en la señal de salida, aumenta el voltaje en la salida del rectificador (VD6) y, en consecuencia, disminuye el voltaje de control en la puerta del transistor VT17.1 y en la puerta del transistor VT17.2. 4 aumenta. Por esta razón, las ganancias de los atenuadores cambian en direcciones opuestas, y la amplitud de la señal de salida de modo común del amplificador en el amplificador operacional DA1 aumenta, mientras que la ganancia del amplificador principal disminuye. Como resultado, la amplitud de la señal de salida del generador y el voltaje rectificado en la entrada inversora del amplificador operacional DA3 regresan al valor estacionario anterior. El voltaje de salida del generador se mide con un voltímetro de CA en el amplificador operacional DAXNUMX. El microamperímetro RA1 está incluido en la diagonal del puente rectificador VD7--VD10 en el circuito OOS, cubriendo el OS. El voltaje de salida del generador se establece mediante una resistencia variable R26 y un atenuador escalonado que consta de un divisor resistivo R27-R30 y un interruptor SA2. El generador es alimentado por una fuente bipolar estabilizada. La corriente que consume es inferior a 100 mA. Detalles y diseño. El dispositivo utiliza principalmente resistencias MLT con una desviación de resistencia permitida del valor nominal de ±5 y ±10%. Las resistencias R31, R39, así como R27-R30 se seleccionan con una precisión de ±0,5 ... 1%. Resistencias de corte: SP3-44, SP3-27 o SP3-16. Para la sintonización de frecuencia, se utilizó una resistencia variable PTP de doble cable, pero esto no excluye el uso de otros tipos de resistencias con una resistencia de 2 ... 50 kOhm (con el cambio correspondiente en la capacitancia de los condensadores C8-C15). Para facilitar el establecimiento del generador y obtener el coeficiente armónico indicado al inicio del artículo, el desequilibrio de las secciones de la resistencia R32 no debe exceder el 2..3%. Condensadores C1, C2, C4, C5, C7, C19 - KM4 o KM5; C3, C6 - K50-6; C16-C18 - K50-3; C8-C15 - K73, K76, MBM. Para reducir el error de configuración de frecuencia en las subbandas, la capacitancia de este último debe seleccionarse con una precisión de no menos de 1 ... 2%. Los valores de capacitancia indicados en el diagrama se obtienen conectando dos condensadores en paralelo (por ejemplo, C8, C12 están formados por condensadores con una capacidad de 3,3 y 0,68 μF). Los diodos KD521A se pueden reemplazar con KD522A, KD522B, KD509A, KD510A, diodo zener KS162A - con KS156A. Los coeficientes de transferencia de corriente estática h21e de los transistores VT1, VT2, VT5, VT6 no deben diferir en más del 20%, y los transistores VT7-VT10, en un 30%. Para los transistores VT1-VT6, estos coeficientes deben estar dentro de 150 ... 250, VT7-VT10, dentro de 100 ... 200, VT12-VT15, 80 ... 200. En lugar de los indicados en el diagrama, es posible utilizar transistores de la serie KT315 (VT1-VT3, VT10-VT12, VT14) y KT361 (VT4-VT7, VT9, VT13, VT15), en lugar de ensamblar KPS104V - KPS104E, así como transistores KP303V - KP303E con voltajes de corte, que difieren en no más del 30%. OU K140UD7 se puede reemplazar por K140UD8A, K140UD8B, K140UD6. El dispositivo tiene un microamperímetro M261M con una corriente de desviación total de 100 μA y una resistencia de bucle de unos 800 ohmios. Interruptores SA1, SA2 - PG3, enchufe XS1 - СР50-73. La mayoría de los elementos del generador se colocan en una placa de circuito impreso de fibra de vidrio con un espesor de 2 mm. La resistencia R25 está soldada a los terminales del regulador de nivel R26, las resistencias divisorias R27-R30, a los terminales del interruptor SA1. Los condensadores C8-C15, C19 y las resistencias R31, R39, R67-R72, R40 están montados en una placa de circuito impreso adicional instalada junto a la resistencia variable doble R32 (dado que las dimensiones y el patrón de los conductores del circuito impreso de la placa dependen del dimensiones de los capacitores, no se da su dibujo). La resistencia R60 y el condensador C17 están montados en los terminales del microamperímetro RA1.
El ajuste del dispositivo comienza con la medición de los voltajes en las salidas de una fuente de alimentación estabilizada, que debe estar dentro de ± 14,5 ... 16 V. Después de eso, uno de los terminales de la resistencia R66 se suelda temporalmente y el modo de funcionamiento de CC del amplificador está comprobado. La caída de voltaje en las resistencias R2, R10 debe estar en el rango de 2,3 ... 2,7 V, en las resistencias R12, R14 - 1,7 ... 2,1 V y en R13, R15 - 1,1 ... 1,5 V. La resistencia de corte R16 establece la corriente de reposo de la etapa de salida 1,5 ... 2,5 mA. El voltaje de CC en la salida del amplificador no debe ser superior a ±10 mV. Si es necesario, esto se logra derivando la resistencia R5 o R6 con una resistencia adicional de alta resistencia (15 ... 150 kOhm). Luego, asegúrese de que no haya una autoexcitación parásita del amplificador. Si es así, aumente la capacitancia de los condensadores de corrección C1, C2 y seleccione los elementos del circuito de refuerzo R69C19. Después de eso, el amplificador operacional DA1, DA2, DA4 se equilibra, la salida de la resistencia R66 se suelda y los controles deslizantes de las resistencias R32, R33, R35, R37 se colocan en la posición media y el interruptor SA1 se coloca en la posición "x10" (100 ... 1000 Hz). Las resistencias trimmer R70 y R35 logran generar en este subrango, la resistencia R35 establece la tensión máxima de salida de 5 V. Luego, la entrada de sincronización del osciloscopio se conecta a la salida del generador y se verifica la forma de onda en la salida del amplificador operacional DA4. Las resistencias de corte R70 y R33 logran la amplitud más pequeña posible de esta señal y cierran los voltajes de control en las puertas de los transistores VT17 (se miden con un voltímetro con una entrada de alta resistencia), que debe estar en el rango de -0,4 ... -1,6 V. La generación estable y la amplitud más pequeña de la señal no distorsionada en la salida del amplificador operacional DA4 en los subrangos restantes se logra al recortar las resistencias R68, R71, R72. Con una estabilidad insuficiente de la amplitud de la señal en frecuencia, aumenta la resistencia de la resistencia R44. Las oscilaciones de baja frecuencia (0,1 ... 1 Hz) que se producen para estabilizar la amplitud se eliminan conectando una resistencia con una resistencia de varios kiloohmios en serie con el condensador C16. Graduar la escala y comprobar la multiplicidad de cambio de frecuencia al cambiar de subrangos utilizando un frecuencímetro digital. Establecer un voltímetro en el amplificador operacional DA3 se reduce a establecer la sensibilidad requerida seleccionando la resistencia R59. La irregularidad del coeficiente de transferencia del voltímetro en la banda de frecuencia 10 ... 105 Hz no debe exceder el 1%. Autor: N. Shiyanov
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