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ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA ¿Tubos o transistores? Lámparas!. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Amplificadores de potencia de tubo ¿Qué es la "gama alta"? Es poco probable que alguien pueda responder inequívocamente a esta pregunta. El caso es que este concepto es puramente emocional. Es simplemente imposible crear un camino electroacústico que satisfaga absolutamente a todos. Uno de los rasgos característicos de la nueva dirección en el desarrollo de la reproducción de sonido de alta calidad es el resurgimiento del interés por el uso de válvulas electrónicas en amplificadores AF. Esto se debe al hecho de que al realizar escuchas comparativas del sonido de equipos de válvulas y transistores, los expertos comenzaron a dar cada vez más preferencia al primero de ellos. En el artículo "Criterios psicoacústicos para la calidad del sonido y selección de parámetros UMZA", el autor de estas líneas intentó por primera vez establecer una conexión entre las características objetivas de las válvulas electrónicas y la percepción subjetiva del sonido proporcionada por los amplificadores de válvulas AF. Veamos esto con más detalle.
En primer lugar, recordemos a los lectores las características principales del uso de válvulas en amplificadores AF. Se conocen tres esquemas para su conexión: con un cátodo común (Fig. 1, a), con un ánodo común (Fig. 1, b) y una rejilla común (Fig. 1, c). Los circuitos de cuatro terminales U1 y U2 designan convencionalmente los circuitos de entrada y salida de cada uno de los que se muestran en la figura. 1 cascadas. Además, las redes de cuatro terminales deben construirse de tal manera que pueda fluir una corriente continua a través de los circuitos anódicos de las lámparas y pueda aplicarse a la rejilla la tensión de polarización constante requerida con respecto al cátodo. La etapa amplificadora más utilizada es un circuito con un cátodo común. En su forma más simple se muestra en la Fig. 2.
Se sabe que las propiedades de una lámpara, como elemento de un circuito eléctrico, están determinadas por las relaciones entre corrientes y tensiones en los circuitos de sus electrodos. Al calcular amplificadores de válvulas, se acostumbra utilizar características estáticas de rejilla anódica: ╡a = f(Uc) con Ua = const Y ╡a=f(Ua) con Uc=const. Las familias de estas características están interrelacionadas, por lo que teniendo una de ellas, puedes construir otras. En la Fig. 3 se muestran ejemplos de tales características de un triodo y un pentodo, respectivamente. 4 y XNUMX.
Los principales parámetros de la lámpara se pueden determinar fácilmente mediante características estáticas. La ganancia se define como la relación entre el incremento de voltaje en el ánodo y el incremento de voltaje en la red con una corriente de ánodo constante: m = ΔUa /ΔUC en la=const. La resistencia interna se define como la relación entre el incremento de voltaje del ánodo y el incremento de corriente del ánodo a un voltaje de red constante: Ri= ∆Ua/∆la en Uc=const. La pendiente de la lámpara es la relación entre el incremento de corriente del ánodo y el incremento de voltaje de la red a un voltaje constante en el ánodo: S = ΔIa/ΔUc en Ua= const. Ahora sobre el funcionamiento de las válvulas en un escenario amplificador real. Convencionalmente se distinguen tres modos: A, B y C. En el modo A, la posición inicial del punto de funcionamiento se elige de forma que, con una amplitud de señal real, se mueva dentro de la sección lineal de la rejilla característica de la lámpara. En el modo B, el punto de operación está ubicado en la curva inferior de esta característica, y en el modo C, a la izquierda de la curva. Como resultado, en los dos últimos modos la lámpara funciona como un elemento no lineal. El modo de funcionamiento inicial de la lámpara está determinado por los voltajes de las fuentes de alimentación de los circuitos de sus electrodos menos las caídas de voltaje constante en los elementos de estos circuitos. Las caídas de voltaje y las corrientes en los circuitos de los electrodos se pueden encontrar fácilmente utilizando las características de la lámpara. No nos detendremos en las características principales del funcionamiento de una lámpara en una etapa de amplificador lineal y no daremos las fórmulas básicas de cálculo de tal o cual circuito para su inclusión, referiremos al lector a la literatura [1, 2]. Solo notamos que las propiedades de las etapas de los amplificadores de válvulas son esencialmente equivalentes a las propiedades de etapas similares en los transistores. Sin embargo, también hay diferencias. En primer lugar, la pendiente de la lámpara no depende de la temperatura del ánodo (dentro de límites razonables), pero el coeficiente de transferencia de corriente de los transistores h21e cambia con las fluctuaciones en la temperatura de su cristal. Como resultado, en los amplificadores de válvulas es posible evitar la modulación de la señal de frecuencia infrabaja y garantizar una buena reproducción de la porción de baja frecuencia del espectro de audiofrecuencia. La idea errónea existente sobre los "graves débiles" en los amplificadores de válvulas se debe, en nuestra opinión, a una potencia insuficiente de los transformadores de salida y de potencia. En segundo lugar, las lámparas. A diferencia de los transistores, están controlados por voltaje, no por corriente. Esto permite descargar la etapa anterior en los amplificadores de válvulas y, en consecuencia, reducir la no linealidad que introduce. Por supuesto, no debemos olvidarnos de la capacitancia de entrada de la etapa siguiente, que puede ser bastante alta. Por tanto, en una cascada que utiliza una lámpara 6N2P, su valor con la ganancia máxima es de aproximadamente 73 pF. pero para cargar tal capacitancia, se requiere una corriente significativamente menor que la corriente de control de la etapa del transistor. En tercer lugar, las lámparas son más individuales que los transistores en cuanto a las distorsiones no lineales introducidas en la señal. Como ejemplo, damos los niveles de distorsión armónica de la señal de salida para dos lámparas intercambiables 12AX7 y 6N2P en etapas equivalentes (Tabla 1).
Información similar para las cascadas de transistores se indicó en el artículo del autor, publicado en Radio No. 12, 1987. Debe tenerse en cuenta que el cambio de modo en ambos casos conduce a una redistribución de los niveles de los componentes armónicos. Ahora hablemos de los factores que influyen en la calidad del sonido proporcionada por las etapas de salida de los amplificadores de válvulas. Empecemos por la fuente de alimentación, ya que, como muestra la práctica, el funcionamiento de cualquier dispositivo de amplificación depende en gran medida de ella. Debido al hecho de que la instalación de un estabilizador de voltaje en un amplificador de válvulas no es económica, aumentan los requisitos para todos los elementos de su fuente de energía. Para eliminar pérdidas en el cable de red, su carga actual no debe exceder los 2,5 A/mm2 de sección transversal. Antes del devanado primario del transformador de red, es necesario instalar un filtro de supresión que suprima el ruido impulsivo y de alta frecuencia que penetra en el amplificador. Es cierto que no protege contra los "clics" que penetran en el amplificador al encender y apagar los electrodomésticos con cargas reactivas (refrigeradores, aspiradoras, etc.), pero protege contra las interferencias creadas por fuentes de potentes emisiones de radio. Se debe prestar especial atención al transformador de potencia. Su diseño debe garantizar la supresión de las interferencias que pasan a través del filtro de rechazo. Hay tres diseños principales de transformadores: blindados, de varilla y toroidales. Los transformadores blindados más utilizados son los basados en núcleos magnéticos en forma de W. Son baratos y tecnológicamente avanzados, pero tienen grandes campos perdidos. Además, con tales transformadores es muy difícil eliminar interferencias e interferencias y, por lo tanto, suprimir los "clics" al operar electrodomésticos. Los transformadores basados en núcleos magnéticos toroidales no tienen estas desventajas, pero son demasiado caros. Es muy importante elegir la sección transversal del núcleo magnético del transformador de red y la ubicación de sus devanados. Para mejorar la calidad del sonido, es necesario esforzarse por reducir la inductancia de fuga y la propia capacitancia del transformador. Se debe prestar especial atención al aislamiento, el blindaje y la ubicación del devanado de la red en el núcleo magnético. ya que cualquier conexión parásita contribuye a la penetración de interferencias de la red en el amplificador. Al elegir la sección transversal del núcleo magnético y el diámetro de los cables de los devanados del transformador, es necesario tener en cuenta que la corriente que pasa a través del devanado secundario cargado en el puente rectificador puede alcanzar tres veces la corriente rectificada. La práctica de desarrollar amplificadores AF muestra que un transformador de red real debe tener un margen de dos a tres veces en la sección transversal del acero del núcleo magnético y el cable de cobre de los devanados en relación con los métodos de cálculo generalmente aceptados. No existen requisitos especiales para los rectificadores de fuentes de alimentación de amplificadores de potencia de válvulas que difieran de los requisitos para dispositivos similares de amplificadores de transistores. ¿Es posible que se deban utilizar dispositivos rectificadores de mayor voltaje para las lámparas, ya que el voltaje del ánodo de las lámparas excede significativamente el voltaje requerido para alimentar los transistores? Sin embargo, recientemente se ha puesto de moda utilizar cenotrones en rectificadores en lugar de diodos de silicio. De hecho, el kenotrón se abre más suavemente y la corriente rectificada por él contiene menos componentes de alta frecuencia; sin embargo, buenos filtros anti-aliasing y la topología de instalación correcta permiten diseñar un excelente rectificador utilizando diodos de silicio. En otras palabras, con un rectificador fabricado correctamente que utiliza diodos de silicio, un rectificador Kenotron no tiene ventajas sobre él. El tercer elemento principal de la fuente de alimentación del amplificador es el filtro antialiasing. En fuentes de alimentación para amplificadores AF de alta calidad, es recomendable utilizar filtros sobre condensadores de fluoroplástico o polipropileno. Sin embargo, estos condensadores tienen una capacitancia específica baja y no suavizan suficientemente las ondulaciones del voltaje rectificado. En este sentido, es necesario instalar condensadores de óxido en los filtros. K50-27 es el más adecuado. En lugar de un condensador de gran capacidad, se recomienda utilizar varios condensadores de menor capacidad conectados en paralelo y puentear el condensador de óxido con un condensador de polipropileno de pequeña capacidad. Sin embargo, recientemente han aparecido condensadores de polipropileno K78-12. K78-17 y K78-20 con una capacidad del orden de decenas de microfaradios, diseñados para una tensión de funcionamiento de 500 V. Ahora, sobre los factores que determinan la dependencia del sonido del propio amplificador. Al elegir un circuito amplificador de potencia de un solo extremo o push-pull, generalmente se tienen en cuenta las siguientes ventajas y desventajas. Los armónicos contenidos en las señales de salida de los amplificadores de un solo extremo son menos perceptibles para la percepción subjetiva; Estas cascadas proporcionan un sonido más suave en el registro de alta frecuencia; son más simples en cuanto a circuitos y diseño. Entre las desventajas de las cascadas de un solo extremo se encuentra la baja eficiencia (15...20%). como consecuencia, baja potencia de salida, altos requisitos para el nivel de ondulación y estabilidad del voltaje de la fuente de alimentación, dificultades para reproducir frecuencias de audio más bajas. La última de estas desventajas está asociada con la presencia de una magnetización constante del circuito magnético del transformador de salida de un amplificador de potencia de un solo extremo. Esto conduce a una disminución de la permeabilidad magnética del núcleo magnético y, por tanto, a una disminución de la inductancia del devanado primario del transformador de salida y a un aumento de la frecuencia de corte de su respuesta de frecuencia. Los intentos de aumentar la inductancia aumentando el número de vueltas del devanado primario dan poco resultado, ya que la polarización aumenta y el aumento real de la inductancia será insignificante. Además, a medida que aumenta la resistencia del devanado, la tensión perdida a través de él aumentará y la eficiencia disminuirá. La situación con la reproducción de frecuencias de sonido más bajas se puede mejorar aumentando la sección transversal del circuito magnético, que es lo que hacen muchos diseñadores de amplificadores de válvulas de un solo extremo. Los amplificadores de potencia push-pull reproducen mejor las frecuencias de audio más bajas, ya que no hay magnetización permanente de los circuitos magnéticos en sus transformadores de salida. Estos amplificadores tienen mayor eficiencia y potencia de salida, son menos exigentes con los parámetros de suministro de energía y requieren un transformador de salida más simple. Sin embargo, los amplificadores push-pull reproducen frecuencias de audio más altas con menos precisión y tienen circuitos más complejos. Para obtener un sonido sin distorsiones, es muy importante que las características de las lámparas de la etapa de salida push-pull sean idénticas. Normalmente se seleccionan en función de la inclinación y la tensión de cierre, pero, como demuestra la experiencia, la selección basada únicamente en estos parámetros no es suficiente. Así, cuando las corrientes de las lámparas de salida están desequilibradas, se produce una modulación de amplitud de los armónicos de la señal de salida con una frecuencia de 100 Hz. es decir, por ejemplo, al amplificar una señal con una frecuencia de 1000 Hz, en la salida del amplificador estarán presentes componentes con una frecuencia de 900 y 1100 Hz. Y esto conduce a la aparición de distorsiones adicionales y, nos atrevemos a asegurar, audibles. Por supuesto, con el desequilibrio, el coeficiente global de distorsión no lineal también aumenta. Estudios recientes han demostrado que los pares de bombas deben seleccionarse de acuerdo con sus características corriente-voltaje con una precisión no inferior al 5% en todo el rango de corrientes operativas. La cuestión del uso de OOS en un amplificador de potencia se puede decidir teniendo en cuenta las ventajas y desventajas conocidas. Suponiendo que los lectores conozcan bien las ventajas del OOS, sólo diremos que un amplificador sin OOS, por ejemplo, reproduce mejor y peor las frecuencias de sonido más altas y más bajas. Sus características dependen en gran medida de la estabilidad de los parámetros tanto de las lámparas como de otros elementos del circuito, así como de las propiedades de la fuente de energía. Requiere una consideración más cuidadosa de la instalación. Los parámetros de la etapa de salida del amplificador están determinados en gran medida por las lámparas que funcionan en ella. En primer lugar. Teniendo en cuenta las características de las lámparas, conviene decidir cuál de ellas es más adecuada para utilizar en el amplificador: triodos o pentodos (tetrodos). Por ejemplo, en comparación con los pentodos, los triodos proporcionan una mejor linealidad de ganancia y tienen una menor resistencia interna, pero tienen una ganancia menor y, debido a una peor utilización del voltaje del ánodo, no permiten una mayor potencia de salida. Como ya se señaló, los tubos son más individuales en términos de la calidad de sonido que proporcionan. Presentemos (Tabla 2) el espectro de armónicos de la señal de salida de un amplificador de potencia de un solo extremo sin OOS utilizando una lámpara EL-34 que funciona en modo A con una amplitud de señal de salida correspondiente a una potencia de 1 W. El nivel del primer armónico se toma como XNUMX dB.
Como se puede ver en la tabla, las etapas del amplificador en el mismo tipo de lámparas, incluso del mismo fabricante, tienen diferentes espectros armónicos de la señal de salida, lo que significa que el sonido que proporcionarán será diferente. Seleccionar el modo de funcionamiento de un amplificador de potencia no suele ser difícil. Lo más recomendable es utilizar el modo A, ya que proporciona menos distorsión y mejor sonido. Es mucho más difícil resolver la cuestión del diseño del circuito de la etapa de salida del amplificador, pero esto se discutirá en el próximo artículo. Comencemos a familiarizarnos con el circuito de los amplificadores de potencia con una etapa de salida de un solo extremo que opera en modo A. Su circuito típico se muestra en la Fig. 5. La cascada que se muestra aquí está construida sobre un triodo, pero está permitido utilizar un tetrodo o un pentodo.
Para analizar las propiedades básicas de una cascada de triodo de un solo extremo, usaremos la que se muestra en la Fig. 6 familia de características idealizadas del ánodo de lámpara. Cuando el voltaje del ánodo se utiliza por completo, el punto de operación B debe estar en el medio de la línea de carga AB. La corriente de reposo es igual a Iao y el voltaje de reposo es Uao. la amplitud del voltaje sinusoidal en la rejilla de control es Umc, en el ánodo - Ima. La potencia suministrada por la cascada a la carga es P = 1/2(lma Uma), y la potencia consumida por ella de la fuente de energía es Po = lao Uao. A partir de aquí es fácil encontrar la eficiencia de la cascada funcionando en modo A, No = P/Po = /2(lma Uma)/Ino Uno, y la potencia disipada en el ánodo de la lámpara, P = P0 - P_. Dado que en modo inactivo la potencia suministrada por la lámpara a la carga es cero, la corriente inactiva de la cascada se elige de manera que la potencia que consume de la fuente de energía no exceda la potencia máxima permitida disipada en el ánodo de la lámpara.
Las funciones de la carga del ánodo en la cascada que estamos considerando las realiza el transformador de salida y, teniendo en cuenta su eficiencia, la potencia suministrada directamente al cabezal del altavoz es Pn = ntrP_ Si la potencia inicial es Pn, entonces, usando la misma Con la fórmula podemos determinar la potencia que en este caso debe dar el triodo a la carga: P_=Pn/mtP. En la Fig. La Figura 7 muestra las dependencias de la potencia P_ entregada a la carga, conocidas por la teoría de los dispositivos de amplificación. Eficiencia - Número y coeficiente armónico -Kg de la cascada de triodo a partir de la relación Rв/Ri. El análisis de estas dependencias nos permite sacar las siguientes conclusiones: - la etapa amplificadora triodo entrega la máxima potencia a la carga con una resistencia de carga anódica Ra=2Ri; - La eficiencia de la cascada aumenta al aumentar Rn/Rё acercándose al valor de 0,5; - un aumento de la resistencia de la carga anódica del triodo ayuda a reducir las distorsiones no lineales introducidas por la cascada.
Así, para obtener simultáneamente un P_ grande, una eficiencia suficientemente alta y un Kg bajo, es deseable tener una relación Ra/Ri en el intervalo de 2...4. Si se utiliza un tetrodo o pentodo en la etapa de salida, la naturaleza de estas dependencias cambia un poco. Se sabe que la dependencia de la corriente del ánodo del triodo del voltaje en el ánodo y la rejilla se describe mediante la relación la=(Uc--Ua/m)3/2. lo que permite al diseñador, que conoce las características del ánodo de la lámpara, seleccionar claramente su modo de funcionamiento. Para el tetrodo y el pentodo tal ecuación no existía hasta ahora. Los autores de este artículo intentaron derivar una fórmula similar para el tetrodo de haz 6P45S utilizado por nuestra empresa. Como resultado del análisis se obtuvo la relación Ia=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2, que describe el comportamiento de esta lámpara, sin embargo, sólo a un voltaje de su rejilla de pantalla U3 es igual a 175 V. Para otras tensiones, en lugar de Uc, se debe sustituir en la fórmula la expresión (Ue+0,5)-(U3-175). Para otros tetrodos o pentodos, los coeficientes de la relación anterior tendrán valores diferentes. Con esta ecuación, no solo es posible determinar el coeficiente armónico para el modo de funcionamiento seleccionado de la lámpara, sino que, utilizando el método de análisis espectral, puede determinar el espectro armónico de la señal amplificada y optimizarlo en función de los criterios de percepción subjetiva del sonido. Los métodos tradicionales para analizar el funcionamiento de pentodos y tetrodos (el método de las cinco ordenadas) dan resultados similares. En la Fig. La Figura 8 muestra las dependencias de los parámetros en P_ y Kg de la resistencia Ra del pentodo 6CCD. En la figura se puede ver que inicialmente, con un aumento en el valor de Ra, la potencia P_ aumenta y Kg disminuye, pero tan pronto como Ra llega a ser igual a 3.4 kOhm (para otras lámparas este valor será diferente), el la potencia comienza a caer y los kg a aumentar. En otras palabras, el triodo es menos crítico para la elección de Ra. que el tetrodo y el pentodo. Es difícil decir cómo afecta esto a la calidad del sonido, pero potencialmente la etapa de salida en un triodo debería sonar más cómoda que en un tetrodo o pentodo.
Por otro lado, las cascadas basadas en pentodos y tetrodos en el modo de máxima potencia P_ tienen una eficiencia mayor (0.35...0.4). que cascadas en triodos (0,15...0.25). Consideremos ahora las características de los transformadores de salida instalados en UMZCH de ciclo único que funcionan en modo A. En tales cascadas, como se sabe, hay una magnetización constante del circuito magnético del transformador, lo que puede provocar una caída en su permeabilidad magnética y una disminución en la inductancia del devanado primario, que se acompaña de un estrechamiento de la banda de frecuencia reproducible del espectro de baja frecuencia. Como se desprende de la fórmula para determinar la inductancia de una bobina con un núcleo magnético de acero cerrado (L=1,26nSmW2/Lc -10-8, H. donde m es la permeabilidad magnética del núcleo magnético; SM es la sección transversal de el núcleo magnético, cm2; W es el número de vueltas de la bobina; Lc es la longitud promedio de la línea del campo magnético, cm), la inductancia del devanado primario del transformador se puede aumentar aumentando el número de sus vueltas y la sección transversal del núcleo magnético. Sin embargo, un aumento en el número de vueltas va acompañado de un aumento en la magnetización, y un aumento en la sección transversal del núcleo magnético conduce a un fuerte aumento en las dimensiones y el peso del transformador. Además, la inductancia crece muy lentamente. Ilustremos el proceso de selección del núcleo magnético y el número de vueltas del devanado primario del transformador con el siguiente ejemplo. Supongamos que necesitamos realizar este procedimiento para una etapa amplificadora con resistencia anódica de la lámpara de salida Ra = 2 kOhm, corriente anódica 1a = 0,2 A y potencia útil P_ = 24 W. Se sabe que la inductancia requerida del devanado primario del transformador de salida está determinada por la fórmula L = 0,3 Ra/fn, H, lo que significa que si queremos que el rango de frecuencia de funcionamiento se limite a fn = 20 Hz, entonces debe proporcionar una inductancia L = 0,3 2 10 3 /20=30 Gn. Cuando se utiliza un núcleo magnético PL25x50xb5, que sólo puede albergar un número determinado de vueltas, esto es posible con una relación entre la resistencia del devanado primario y la resistencia del ánodo Ro6/Ra = 0,3. Un núcleo magnético con una gran sección transversal PL25x50x120 permitió reducir esta relación a 0,25 y PL32x64x16 a 0,2. Es fácil ver que aumentar tres veces la sección transversal del circuito magnético conduce a una disminución de la relación Ro6/Ra de 0,3 a 0,2, y para obtener un registro de baja frecuencia bien desarrollado, esta relación debe ser igual a 0,1, ya que de lo contrario, debido a la caída de tensión, una resistencia demasiado alta del devanado primario reducirá la eficiencia de la etapa de salida. Si el rango de frecuencias reproducidas se limita a 30 Hz, entonces la inductancia del devanado primario disminuirá a 20 H, y en este caso, cuando se utilizan núcleos magnéticos PL25x50x65, PL25x50x120 y PL32x64x160, las relaciones Ro6/Ra serán iguales a 0,23 , 0,14 y 0,13, respectivamente. que también es más que el 0,1 requerido. Para seguir obteniendo la relación deseada, se puede recomendar aumentar el voltaje del ánodo de la lámpara de salida, luego, con una potencia constante transferida a la carga, será posible reducir la corriente del ánodo y, por lo tanto, reducir la polarización de la lámpara. el transformador de salida. Además, puede aumentar la frecuencia más baja del rango de frecuencia reproducido a 40 Hz y reducir la resistencia de carga del ánodo Rn utilizando lámparas con baja resistencia interna Ri. Pasemos ahora a considerar las características operativas de la etapa de salida push-pull (Fig. 9). Esta cascada impone requisitos estrictos sobre la simetría de las señales antifase que llegan a sus entradas. La cascada de inversión de fases debe garantizar el cumplimiento de estos requisitos.
Desde el punto de vista de asegurar la simetría de las señales de salida, lo mejor es un inversor de fase fabricado sobre dos triodos conectados en un circuito balanceado (Fig. 10). Su simetría depende de los parámetros del generador de corriente en el circuito catódico de las lámparas inversoras de fase.
Para ilustrar esta afirmación, presentamos el espectro armónico y el coeficiente de distorsión no lineal de las señales de salida de inversores de fase que funcionan con generadores cuyas resistencias equivalentes son 11 y 30 kOhm (ver tabla).
Se realizaron mediciones para tres niveles de la señal de salida bass reflex: máximo (+20 dB), nominal (+10 dB) y mínimo (0 dB). Es fácil ver que con un aumento en la resistencia equivalente del generador de 11 a 30 kOhm, el coeficiente armónico de la señal de salida, determinado por la simetría del inversor de fase, cae casi a la mitad. Como generador de corriente se puede utilizar una lámpara, un transistor o una resistencia normal. Se debe prestar especial atención a la selección de pares de lámparas para la etapa final push-pull. Es muy importante hacer esto, ya que el desequilibrio conduce a un aumento significativo en la distorsión general en la salida del amplificador, así como a la modulación de amplitud de los armónicos con una frecuencia de 100 Hz debido a una disminución en el grado de supresión de la ondulación inherente a la fuente de alimentación. en todas las etapas simétricas. Estudios recientes realizados por los autores del artículo han confirmado la necesidad de seleccionar pares de lámparas basándose en la coincidencia de las características corriente-voltaje con una precisión no peor que 5...2% en todo el rango de corrientes operativas. Para calcular una etapa de salida push-pull funcionando en modo A, se pueden utilizar las fórmulas para calcular etapas de un solo ciclo, duplicando solo la potencia P_. En el caso de su funcionamiento en modo B, el procedimiento de cálculo cambia algo [3]. Mostrado en la Fig. 11, la dependencia de la potencia suministrada a la carga P_ y la eficiencia de la relación Ron/Ri también confirma el hecho de que para un voltaje de ánodo dado y funcionamiento en modo B sin corrientes de red, el triodo entrega la mayor potencia con una carga de ánodo. resistencia igual a su resistencia interna Ri. La eficiencia de la etapa de salida del triodo push-pull en el modo B aumenta al aumentar Ron, tendiendo a un valor de 0,785.
En el caso de utilizar pentodos o tetrodos en una etapa de salida push-pull, su carga más ventajosa cuando funcionan en modo B es aquella en la que la característica de carga pasa a través de la curvatura de la característica del ánodo estático, tomada a un voltaje en la red de control. Uc = 0. En este caso, la potencia suministrada por las lámparas a la carga y la eficiencia de la cascada están cerca del máximo. La resistencia de carga del ánodo de un brazo de la cascada push-pull en el modo B es menor que en el modo A y normalmente está dentro del rango (0.04...0.1) Ri. De lo contrario, la cascada push-pull en los pentodos se calcula de la misma manera que en los triodos. Cabe señalar que en las etapas de salida de amplificadores 3H reales de alta calidad, el modo B puro nunca se utiliza debido a la aparición de distorsiones de tipo escalonado inherentes a este modo. Se da preferencia al modo AB. en el que las lámparas funcionan con una cierta polarización inicial, lo que elimina la aparición de estas distorsiones. Seleccionar un transformador de salida para una cascada que funciona en modo B es más sencillo que para una cascada que funciona en modo A, ya que no hay problemas asociados con la magnetización permanente del circuito magnético. En cuanto a minimizar la inductancia de fuga, se consigue seccionando ambos devanados del transformador. En conclusión, me gustaría llamar la atención sobre un parámetro del amplificador como la impedancia de salida. Puede determinarse mediante la fórmula: Rout=[(Uxx/Uh)-1] Rh. donde Uxx es el voltaje de circuito abierto en la salida del amplificador, V; Uh - voltaje en la carga del amplificador, V; Rh - resistencia a la carga. Ohm. Este parámetro caracteriza más completamente la dependencia de la corriente de salida del voltaje de salida del amplificador. En la Fig. La Figura 12 muestra un diagrama de conexión de instrumentos de medida, adecuado para eliminar esta dependencia. Las mediciones deben realizarse a diferentes frecuencias. Esta relación debe ser lo más lineal posible. La no linealidad se corrige mediante la introducción de un sistema de retroalimentación ambiental de suficiente profundidad.
El preamplificador está fabricado según un circuito de dos canales y funciona con pastillas magnéticas de unidades de control electrónicas tradicionales, reproductores de CD y otras fuentes de señales de baja frecuencia. Proporciona control de volumen finamente compensado, control de tono para frecuencias de sonido más bajas y más altas y ajuste del equilibrio estéreo. El amplificador tiene dos salidas y tomas para uso con teléfonos estéreo. Se puede conectar una grabadora a una de las salidas y un UMZCH externo a la otra. Características técnicas básicas del amplificador. Impedancia de entrada nominal: pastilla magnética - 47, reproductor de CD - 10, universal - 100 kOhm; rango de frecuencias de sonido reproducidas: 7...90000 Hz; rango de control de tono para frecuencias de sonido más bajas y más altas: 6 dB; nivel de ruido (valor ponderado) - en la salida del amplificador-corrector de captación magnética - 73, amplificador lineal - 97 dB; resistencia de salida: al menos 1 kOhm; separación de canales estéreo a una frecuencia de 10 kHz - no peor que 40 dB, señal de salida máxima con una carga de 47 kOhm - no menos de 25 V (rms) El diagrama de conexión de los bloques preamplificadores se muestra en la Fig. 13. Consta de cuatro bloques funcionalmente completos: un filtro de paso alto (A1), elementos de compensación de volumen para control de volumen (A2), un amplificador de dos canales (A3) y una fuente de alimentación (A4). Fuera de los bloques hay cinco tomas de entrada (XS1-XS5) y tres de salida (XS6-XS8), tres interruptores (entradas - SA1, filtros de paso alto - SA2, elementos de sonoridad - SA3), controles de equilibrio estéreo (R9, R10) , controles de volumen (R11, R12), timbre de frecuencias de audio inferiores (R13, R15) y superiores (R14, R16), elementos de indicación (HL1-HL15), protector contra sobretensiones e interruptor de encendido.
En el panel frontal del cuerpo del amplificador hay controles de volumen, tono y equilibrio estéreo, un interruptor de red, un indicador de activación del filtro de paso alto, un interruptor de volumen, un interruptor de entrada y un conector telefónico, y en la parte trasera hay entradas y tomas de salida y una toma de tierra. La señal de la entrada del captador magnético XS2 va a la entrada del amplificador-corrector y de su salida al interruptor de entrada SA1. Aquí también se suministran las señales de todas las demás entradas, que luego van a los filtros de paso alto R1R2C1 (placas A1 L, A1.2). los filtros están diseñados para limitar el espectro de sonido de frecuencias de sonido más bajas (<18 Hz) y, si se desea, se pueden apagar con el interruptor SA2.0; cuando los filtros están encendidos, el LED HL1 señala. A través de estos interruptores y controles de balance estéreo R9 separados. Las señales de entrada de R10 van a los controles de volumen 11, R12 y luego a las entradas de los preamplificadores de 3CH (placas A3.1 y A3.2). Usando el interruptor SA3, los elementos de compensación de sonoridad R11, R12, C1 se pueden conectar a las derivaciones de las resistencias R2, R1. C2 y R3. R4. C3, C4 (placas A2.1 y A2.2). Desde la salida del preamplificador (pin 19, 16 placas A3.1 y A3.2), la señal amplificada se suministra al jack de salida XS7 y a la entrada del repetidor telefónico conectado al jack telefónico XS8. El conector de salida XS6 está conectado al control de balance estéreo y se usa, como se mencionó anteriormente, al grabar una señal en una grabadora. En la Fig. 3.1. El segundo canal es completamente idéntico. Los pasadores de su tablero están indicados entre paréntesis junto a los pasadores del primer canal (Fig. 14). La placa A14 contiene un amplificador-corrector para la captación magnética, así como amplificadores lineales y telefónicos.
Cuando se opera desde una pastilla magnética, la señal de entrada del conector XS2 (Fig. 13) a través del circuito de corrección pasiva de alta frecuencia R2C1 se alimenta a la entrada de un amplificador corrector de tres etapas. Sus dos primeras etapas están realizadas sobre un doble triodo VL1 según un circuito resistivo convencional con una carga en el circuito del ánodo. La tercera etapa está montada sobre una lámpara VL2.1 según un circuito seguidor de cátodo, lo que contribuye a su buena adaptación con un amplificador lineal. Para estabilizar el modo de funcionamiento de esta cascada, se utiliza el circuito R8R9R12. La respuesta de frecuencia estándar de un amplificador corrector se obtiene gracias a dos circuitos dependientes de la frecuencia: un circuito pasivo R2C1 y un circuito OOS, cuya tensión se elimina de la salida del amplificador y, a través de los elementos R10R11C4, se suministra al cátodo de la lámpara de entrada VL1.1. El voltaje de la salida del amplificador corrector (pin 10 de la placa A3.1) se suministra al interruptor de entrada SA1 y luego, de la manera habitual, a la entrada (pin 12 de la placa A3.1) del amplificador lineal. . La ganancia del corrector de captación magnética a una frecuencia de 1000 Hz es de 38 dB; relación señal-ruido ponderada: 72...74 dB; desviación de la respuesta de frecuencia del estándar cuando se utilizan los elementos R2, R5, R10, R11, C1, C4 con una tolerancia del 1%, no más de 1 dB. El amplificador lineal, al igual que el amplificador corrector, es de tres etapas. Las cascadas de los triodos VL3.1 y VL3.2 de la lámpara VL3 se ensamblan según el circuito de amplificadores resistivos. El primero de ellos, a través de las resistencias R15R16, queda cubierto por un circuito OOS local, que reduce su resistencia de salida. La tercera etapa es un seguidor de cátodo. El voltaje de su salida se suministra al conector de salida XS7 y al amplificador del teléfono. Los controles de tono R13 (LF) y R14 (HF), junto con los elementos R19-R23 y C9-C11, operan en un circuito OOS común. Ganancia del amplificador lineal: 20 dB; Relación señal-ruido ponderada: 97...99 dB. El amplificador telefónico se fabrica según un circuito seguidor de emisor compuesto utilizando transistores VT1-VT4. El voltaje de su carga se suministra a la toma telefónica XS8 (ver Fig. 13). El diagrama esquemático de la fuente de alimentación del preamplificador se muestra en la Fig. 15. Se le suministra voltaje de red CA a través de un filtro especial de supresión de ruido de alta frecuencia L1L2C1C2 y un interruptor de encendido SA4. El transformador de red T1 funciona con tres rectificadores. El rectificador de voltaje del ánodo se ensambla utilizando diodos VD5-VD8 conectados en un circuito puente. El voltaje rectificado se suministra al filtro de suavizado de ondulaciones R18C11-C14R16 y luego al filtro electrónico en el transistor VT1 y los diodos Zener VD1, VD2. Estos últimos protegen el transistor contra averías cuando se enciende la alimentación. El modo de funcionamiento de este filtro se establece ajustando la resistencia R12. En la salida del filtro electrónico se incluyen los filtros RC pasivos R1С1, R2C2, R3C3 y R4C4.
El rectificador de voltaje de filamento de lámpara se ensambla utilizando diodos VD9-VD12. Directamente desde su salida (después de suavizar los condensadores C15, C16) a través de la resistencia R5, se suministra energía a las lámparas indicadoras incandescentes HL2-HL15. El voltaje del filamento de las lámparas del amplificador se suministra primero al estabilizador mediante los transistores VT2, VT3. El valor exacto de la tensión estabilizada (+6,3 V) se establece ajustando la resistencia R6. El voltaje para alimentar el amplificador telefónico (-6,3 V) se rectifica mediante diodos VD13-VD16, pasa a través del condensador suavizador de ondulaciones C17, el estabilizador en los transistores VT4, VT5 y va a los electrodos de los transistores VT1-VT4 del pre- placa amplificadora A3. Los bloques amplificadores principales están montados sobre un chasis metálico con unas dimensiones de 475X112x400 mm. Todos los bloques utilizan resistencias constantes C2-23 y C2-33 y recortadores SP4-1. La placa del amplificador (A3.1) contiene los condensadores K71-7 (C1, C4, C13, C16), K73-17 (C2, C5, C14), K78-2 (C3, C6, C7, C15), K77-7. (C9-C11, C13), K50-24 (C8, C17, C18), KD-2 (C12); en la placa de alimentación (A4) - K73-17 (C1-C4, C6, C7, C10, C18-C20), K50-24 (C5, C8. C9, C15-C17); en la placa de altavoces (A2) - PM-2 (C1...C3) y K71-7 (C2. C4); en la placa del filtro de paso alto (A1) - K71-7 (C1); bloques exteriores: KM-5 (C1-C7) y K73-17 (C8-C9); en el protector contra sobretensiones -K73-17(C1,C2). Las resistencias SPZ-30 se utilizaron como reguladores de equilibrio estéreo, reguladores de volumen - SPZ-30, reguladores de tono - SPZ-30. El transformador de red del preamplificador está fabricado en un circuito magnético Ш26Х52. El devanado 1-3-5-7 contiene 2x404 vueltas de cable PEV-2 0,315; enrollar 2-4 - 1078 vueltas de cable PEV-2 0,08; enrollando 10-12 - 36 vueltas de cable PEV-2 1,41; enrollando 6-8 - 31 vueltas de cable PEV-2 0,315. El devanado de blindaje consta de 20 vueltas de cable PEV-2 0,1, enrolladas en una fila. El filtro de línea tiene choques DM-3 (LI, L2). Conmutador de red SA4 - PKN-41, conmutador de filtro de paso alto SA2 - PKN61. los interruptores restantes SA1, SA3 son PGK. El amplificador de potencia "UM-01" de Valancon puede funcionar tanto desde su propio dispositivo (ver "Radio", 1998, No. 3, págs. 19-21) como desde un preamplificador externo. Su sensibilidad es de 0,775 V; potencia de salida nominal - 2x100 W; potencia máxima a corto plazo - 2x200 W; rango nominal de frecuencias reproducidas: 7...90 Hz; desigualdad en la respuesta de frecuencia en el rango de 000...20 Hz: no más de 20 dB; relación señal-ruido: al menos 000 dB; dimensiones - 3x97x475 mm; peso - 160 kg. El amplificador está diseñado para conectar sistemas de altavoces con resistencia eléctrica de 400 y 34 ohmios. El diagrama de conexión de las unidades UMZCH se muestra en la Fig. 17. La señal estéreo de entrada desde el conector XS1 a través de los controles de nivel R1 y R2 se suministra a las placas de los amplificadores 1.1H lineales (A1.2, A2.1) y luego finales (A2.2, A3). Estos últimos se cargan en los transformadores de salida T1, T2, a cuyos devanados secundarios se pueden conectar sistemas de altavoces a través de las tomas XS2 - XS3.
El diagrama esquemático del canal del amplificador lineal montado en la placa A1.1 se muestra en la Fig. 18. La primera etapa del amplificador se realiza utilizando el triodo VL1.1, conectado según un circuito con una carga en el circuito del ánodo. El circuito catódico de esta lámpara (pin 3 de la placa A1.1) a través del circuito R6C4 recibe el voltaje OOS común del devanado secundario del transformador de salida T1. Su profundidad está estrictamente relacionada con los parámetros del transformador de salida y la topología de las conexiones del cableado. Con las válvulas de salida 6P45S utilizadas en este amplificador, se garantiza una linealidad suficiente del amplificador a una profundidad OOS de 5... 15 dB. Desde la resistencia de carga R5 del triodo VL1.1, se suministra voltaje amplificado a las rejillas del triodo de la lámpara VL2 que opera en la etapa de reflejo de graves. Los circuitos catódicos de esta lámpara incluyen un generador de corriente fabricado con un triodo VL1.2. Su propósito se describió en detalle en uno de los artículos publicados anteriormente en esta serie. El modo de cascada bass reflex se establece mediante la resistencia R15 ajustada de acuerdo con la amplitud máxima de la señal en los ánodos de la lámpara VL2. Los elementos R13C9C5 corrigen las características de frecuencia y fase del amplificador de potencia. Sus clasificaciones dependen del transformador de salida específico y se seleccionan de tal manera que se obtenga suficiente uniformidad de las características nombradas. Las resistencias R4, R17 y los condensadores C1, C2, C7, C8 proporcionan un filtrado adicional de las tensiones de alimentación de las lámparas del amplificador lineal. Desde las salidas de la etapa bass reflex (pin 7, 8 de la placa A1.1), se suministran señales 3H a las entradas de un amplificador de potencia final push-pull (pin 7, 8 de la placa A2.1) en pentodos VL5, VL6 (Figura 19). El voltaje de polarización se suministra a sus rejillas de control desde un rectificador externo con un voltaje de -120 V. Las corrientes de las lámparas se ajustan ajustando la resistencia R1 y el regulador de equilibrio R2. Los ánodos de la lámpara (pin 23, 24) están conectados a los devanados primarios del transformador de salida T1. Los diagramas de circuito de los canales del amplificador montados en las placas A1.2 y A2.2 son similares a los descritos. La distribución de pines de estas placas se muestra en la Fig. 18, 19 entre paréntesis.
El diagrama del circuito de la fuente de alimentación (placa A3) del amplificador de potencia se muestra en la Fig. 20. La tensión de red se suministra al transformador de potencia T1 a través del filtro de supresión de ruido de alta frecuencia L1L2C3C4 y el interruptor SB1. Cinco rectificadores están conectados a los devanados secundarios del transformador. Desde el rectificador, el voltaje de +420 V (VD2 - VD5) alimenta las etapas de reflejo de graves, +400 V (VD6-VD9 y VD10-VD13): los circuitos de ánodo de las lámparas de la etapa de salida, +175 V (VD14-VD17). ) - las primeras etapas de los amplificadores lineales y los circuitos que protegen las rejillas de las lámparas de la etapa de salida, -120 V (VD18 - VD21) - los circuitos de polarización de la red de las lámparas de la etapa de salida y la lámpara generadora de corriente del amplificador lineal. Todos los rectificadores se fabrican mediante circuitos puente. Para suprimir las interferencias de alta frecuencia, los diodos se derivan con condensadores C14 - C3Z. Los condensadores de óxido C2 - C7, C11, C12, desviados por condensadores con una capacidad de 0,1 μF, se utilizan como elementos que suavizan las ondulaciones. Se instala un diodo Zener VD120 en la salida del rectificador para un voltaje de -1 V.
Los filamentos de todas las lámparas del amplificador de potencia se alimentan con corriente alterna de un devanado separado 13 - 14 del transformador de red T1. El amplificador de potencia está montado en cinco placas (A1.1, A1.2, A2.1, A2.2 y A3). Fuera de las placas hay enchufes de entrada y salida, controles de nivel de señal, transformadores de red y salida, elementos del circuito OOS C1, C2, R3, R4 (ver Fig.17), un filtro de supresión de interferencias de alta frecuencia, un interruptor de encendido y una toma adicional XS1 (Fig. 20 ). Todas las resistencias fijas son C20-23 y C2-33. El amplificador lineal utiliza condensadores K50-24 (C3), K73-17 (C2, C7); K71-7 (S9), K78-2 (S10, S11). Todos los demás condensadores de óxido del amplificador de potencia son K50-27, los condensadores, los diodos rectificadores en derivación y los filtros suavizantes son K73-17. Reguladores de nivel de señal R1, R2 (ver Fig. 17) - SPZ-4M, resistencias de ajuste R15 (ver Fig. 18) y R1, R2 (ver Fig. 19) - SP4-1. Los transformadores de salida están fabricados sobre núcleos magnéticos Ш32Х64. Los devanados primarios 5 - 1 y 1 - 6 contienen cada uno 444 vueltas de cable PEV-2 0,45. Los devanados secundarios están seccionados y cada sección contiene 26 vueltas de cable PEV-2 1,32. El transformador de red utiliza un núcleo magnético Ш40Х80. El devanado primario 1-2 consta de 344 vueltas de cable PEV-2 1,0. Los devanados secundarios contienen: 3-4 - 464 vueltas de cable PEV-2 0,16; 5-6 y 7-8 - 450 vueltas de cable PEV-2 0,45; 9-10 - 195 vueltas de cable PEV-2 0,16; 11-12 - 156 vueltas del mismo cable, 13-14 - 11 vueltas de cable PEV-2 2,5. Literatura
Autor: V. Kostin, Moscú
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