|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Conmutación de estabilizadores reductores. Dato de referencia
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Referencias El artículo presentado a nuestros lectores describe dos estabilizadores reductores pulsados: en elementos discretos y en un microcircuito especializado. El primer dispositivo está diseñado para alimentar equipos automotrices con un voltaje de 12 voltios a la red de a bordo de 24 voltios de camiones y autobuses. El segundo dispositivo es la base de una fuente de alimentación de laboratorio. Los estabilizadores de tensión conmutados (reductores, elevadores e inversores) ocupan un lugar especial en la historia del desarrollo de la electrónica de potencia. No hace mucho tiempo, cada fuente de energía con una potencia de salida de más de 50 W incluía un estabilizador de conmutación reductor. Hoy en día, el ámbito de aplicación de estos dispositivos ha disminuido debido a la reducción del coste de las fuentes de alimentación con entrada sin transformador. Sin embargo, el uso de estabilizadores reductores pulsados en algunos casos resulta más rentable económicamente que cualquier otro convertidor de tensión CC. El diagrama funcional de un estabilizador de conmutación reductor se muestra en la Fig. 1, y los diagramas de tiempos que explican su funcionamiento en el modo de corriente continua del inductor L se encuentran en la Fig. 2. Durante ton, el interruptor electrónico S está cerrado y la corriente fluye a través del circuito: el terminal positivo del capacitor Cw, el sensor de corriente resistiva Rdt, el inductor de almacenamiento L, el capacitor Cw, la carga, el terminal negativo del capacitor Cw. En esta etapa, la corriente del inductor lL es igual a la corriente del conmutador electrónico S y aumenta casi linealmente de lLmin a lLmax.
Basado en una señal de discrepancia del nodo de comparación o una señal de sobrecarga de un sensor de corriente o una combinación de ambas, el generador cambia el interruptor electrónico S a un estado abierto. Dado que la corriente a través del inductor L no puede cambiar instantáneamente, bajo la influencia de la autoinducción fem el diodo VD se abrirá y la corriente lL fluirá a lo largo del circuito: el cátodo del diodo VD, el inductor L, el condensador СВХ, el carga, el ánodo del diodo VD. Durante tlKl, cuando el conmutador electrónico S está abierto, la corriente del inductor lL coincide con la corriente del diodo VD y disminuye linealmente desde lLmáx a lL mín. Durante el Período T, el capacitor Cout recibe y libera un incremento de carga ΔQout. correspondiente al área sombreada en el diagrama de tiempo del actual lL [1]. Este incremento determina la amplitud de la tensión de ondulación ΔUCout en el condensador Cout y en la carga. Cuando se cierra el interruptor electrónico, el diodo se cierra. Este proceso va acompañado de un fuerte aumento en la corriente del conmutador al valor Ismax debido al hecho de que la resistencia del circuito (sensor de corriente, conmutador cerrado, diodo de recuperación) es muy pequeña. Para reducir las pérdidas dinámicas, se deben utilizar diodos con un tiempo de recuperación inverso corto. Además, los diodos de los reguladores reductores deben soportar una corriente inversa elevada. Con la restauración de las propiedades de cierre del diodo, comienza el siguiente período de conversión. Si un regulador reductor de conmutación funciona con una corriente de carga baja, puede cambiar al modo de corriente de inductor intermitente. En este caso, la corriente del inductor se detiene en el momento en que se cierra el interruptor y su aumento comienza desde cero. El modo de corriente intermitente no es deseable cuando la corriente de carga está cerca de la corriente nominal, ya que en este caso se produce una mayor ondulación del voltaje de salida. La situación más óptima es cuando el estabilizador funciona en modo de corriente continua del inductor con carga máxima y en modo de corriente intermitente cuando la carga se reduce al 10...20% de la nominal. El voltaje de salida se regula cambiando la relación entre el tiempo que el interruptor está cerrado y el período de repetición del pulso. En este caso, dependiendo del diseño del circuito, son posibles diferentes opciones para implementar el método de control. En dispositivos con regulación por relé, la transición del estado encendido del interruptor al estado apagado está determinada por el nodo de comparación. Cuando el voltaje de salida es mayor que el voltaje establecido, el interruptor se apaga y viceversa. Si fija el período de repetición del pulso, entonces el voltaje de salida se puede ajustar cambiando la duración del estado encendido del interruptor. A veces se utilizan métodos en los que se registra el tiempo de cierre o el tiempo de apertura del interruptor. En cualquiera de los métodos de control, es necesario limitar la corriente del inductor durante el estado cerrado del interruptor para proteger contra sobrecarga de salida. Para estos fines, se utiliza un sensor resistivo o un transformador de corriente de pulso. Seleccionaremos los elementos principales de un estabilizador reductor de pulso y calcularemos sus modos usando un ejemplo específico. Todas las relaciones que se utilizan en este caso se obtienen a partir del análisis del diagrama funcional y de los diagramas de tiempos, y se toma como base la metodología [1]. Sea necesario calcular un estabilizador reductor pulsado con los siguientes parámetros: UBX=18...32 V, Ulx=12B, Iout=5A. 1. Basándonos en una comparación de los parámetros iniciales y los valores máximos permitidos de corriente y voltaje de varios transistores y diodos potentes, primero seleccionamos el transistor compuesto bipolar KT853G (interruptor electrónico S) y el diodo KD2997V (VD). [2, 3]. 2. Calcule los factores de llenado mínimo y máximo: γmin=t y min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBX max+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42; γmax = t y max /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, donde Upp=0,8 V es el caída de tensión directa a través del diodo VD, obtenida de la rama directa de la característica corriente-tensión para una corriente igual a Iout en el peor de los casos; Usbcl = 2 V - voltaje de saturación del transistor KT853G, que realiza la función de interruptor S, con un coeficiente de transferencia de corriente en modo de saturación h21e = 250; URdT = 0,3 V: caída de voltaje en el sensor de corriente con la corriente de carga nominal. 3. Seleccione la frecuencia de conversión máxima y mínima. Este ítem se lleva a cabo si el período de repetición del pulso no es constante. Seleccionamos un método de control con una duración fija del estado abierto del interruptor electrónico. En este caso, se cumple la siguiente condición: t=( 1 - γmax)/fmin = ( 1 -γmin)/fmax=const. Dado que el cambio se realiza en el transistor KT853G, que tiene características dinámicas deficientes, elegiremos la frecuencia de conversión máxima relativamente baja: fmax = 25 kHz. Entonces la frecuencia mínima de conversión se puede definir como fmin=fmax( 1 - γmax)/( 1 - γmin) =25 103]( 1 - 0,78)/(1-0,42)=9,48 kHz. 4. Calcule la pérdida de potencia en el interruptor. Las pérdidas estáticas están determinadas por el valor efectivo de la corriente que fluye a través del interruptor. Dado que la forma actual es trapezoidal, entonces Is = Iout Pérdidas dinámicas en el interruptor Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn), donde Ismax es la amplitud de la corriente del interruptor debido a la recuperación inversa del diodo VD. Tomando lSmax=2lBыX, obtenemos Рsdin=0fmax UBX max Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W, donde tf=8,12·0,78-10 s es la duración del frente del pulso de corriente a través del interruptor, tcn=6·2-10 s es la duración de la caída. Las pérdidas totales en el interruptor son: Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W. Si las pérdidas estáticas fueran predominantes en el interruptor, el cálculo debería haberse realizado para el voltaje de entrada mínimo cuando la corriente del inductor es máxima. En los casos en los que es difícil predecir el tipo de pérdidas predominantes, se determinan tanto para el voltaje de entrada mínimo como para el máximo. 5. Calculamos la pérdida de potencia en el diodo. Dado que la forma de la corriente a través del diodo también es trapezoide, definimos su valor efectivo como Pérdidas estáticas en el diodo PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W. Las pérdidas dinámicas del diodo se deben principalmente a pérdidas durante la recuperación inversa: РVDdin=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBыx·Uвх max ·toв·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 W , donde tOB=0,2-1C-6 s es el tiempo de recuperación inversa del diodo. Las pérdidas totales en el diodo serán: PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W. 6. Elija un disipador de calor. La principal característica de un disipador de calor es su resistencia térmica, que se define como la relación entre la diferencia de temperatura entre el ambiente y la superficie del disipador de calor y la potencia disipada por este: Rg=ΔТ/Рrass. En nuestro caso, el transistor de conmutación y el diodo deben fijarse al mismo disipador de calor mediante espaciadores aislantes. Para no tener en cuenta la resistencia térmica de las juntas y no complicar el cálculo, seleccionamos la temperatura de la superficie baja, aproximadamente 70°C. Luego a una temperatura ambiente de 40°C ΔT = 70-40 = 30°C. La resistencia térmica del disipador de calor para nuestro caso es Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W. La resistencia térmica para el enfriamiento natural generalmente se proporciona en los datos de referencia del disipador de calor. Para reducir el tamaño y el peso del dispositivo, puede utilizar refrigeración forzada mediante un ventilador. 7. Calcular los parámetros del acelerador. Calculemos la inductancia del inductor: L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2Iвx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94 µH. Como material para el circuito magnético elegimos Mo-permalloy prensado MP 140 [4]. En nuestro caso, la componente variable del campo magnético en el núcleo magnético es tal que las pérdidas por histéresis no son un factor limitante. Por lo tanto, la inducción máxima se puede seleccionar en la sección lineal de la curva de magnetización cerca del punto de inflexión. No es deseable trabajar en una sección curva, ya que en este caso la permeabilidad magnética del material será menor que la inicial. Esto, a su vez, hará que la inductancia disminuya a medida que aumenta la corriente del inductor. Seleccionamos la inducción máxima Bm igual a 0,5 T y calculamos el volumen del circuito magnético: Vp=μμ0 L(αIвx)2/Bm2=140 4π 10-7 118,94 10-6(1,25-5)20,52, 3,27=3 cm140 , donde μ=140 es la permeabilidad magnética inicial del material MP0; μ4=10π·7-XNUMX H/m - constante magnética. En base al volumen calculado, seleccionamos el circuito magnético. Debido a las características de diseño, el circuito magnético de aleación permanente MP140 generalmente se fabrica sobre dos anillos plegados. En nuestro caso son adecuados los anillos KP24x13x7. El área de la sección transversal del núcleo magnético es Sc=20,352 =0,7 cm2, y la longitud promedio de la línea magnética es λс=5,48 cm. El volumen del núcleo magnético seleccionado es: VC=SC· λс=0,7 5,48 =3,86 cm3>Vp. Calcular el número de vueltas: El diámetro del cable con aislamiento se determinará basándose en el hecho de que el devanado debe colocarse en una sola capa, vuelta a vuelta a lo largo de la circunferencia interior del circuito magnético: di=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42 mm, donde dK=13 mm - diámetro interno del circuito magnético; k3=0,8 - factor de llenado de la ventana del circuito magnético con el devanado. Seleccionamos el cable PETV-2 con un diámetro de 1,32 mm. Antes de enrollar el cable, se debe aislar el circuito magnético con una película de PET-E de 20 micrones de espesor y 6...7 mm de ancho en una sola capa. 8. Calcular la capacitancia del capacitor de salida: CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94-·10-6(25 ·103)2]=1250 µF, donde ΔUСвх=0,01 V es el rango de ondulación en el condensador de salida. La fórmula anterior no tiene en cuenta la influencia de la resistencia interna en serie del condensador sobre la ondulación. Teniendo esto en cuenta, así como una tolerancia del 20% para la capacitancia de los condensadores de óxido, seleccionamos dos condensadores K50-35 para una tensión nominal de 40 V con una capacidad de 1000 μF cada uno. La elección de condensadores con una tensión nominal aumentada se debe al hecho de que a medida que aumenta este parámetro, la resistencia en serie de los condensadores disminuye. El diagrama desarrollado de acuerdo con los resultados obtenidos durante el cálculo se muestra en la Fig. 3.
Echemos un vistazo más de cerca al funcionamiento del estabilizador. Durante el estado abierto del interruptor electrónico (transistor VT5), se forma un voltaje de diente de sierra en la resistencia R14 (sensor de corriente). Cuando alcanza un cierto valor, se abrirá el transistor VT3, que, a su vez, abrirá el transistor VT2 y descargará el condensador C3. En este caso, los transistores VT1 y VT5 se cerrarán y el diodo de conmutación VD3 se abrirá. Los transistores VT3 y VT2 previamente abiertos se cerrarán, pero el transistor VT1 no se abrirá hasta que el voltaje en el capacitor C3 alcance un nivel umbral correspondiente a su voltaje de apertura. Por lo tanto, se formará un intervalo de tiempo durante el cual el transistor de conmutación VT5 estará cerrado (aproximadamente 30 μs). Al final de este intervalo, los transistores VT1 y VT5 se abrirán y el proceso se repetirá nuevamente. La resistencia R10 y el condensador C4 forman un filtro que suprime el aumento de voltaje en la base del transistor VT3 debido a la recuperación inversa del diodo VD3. Para el transistor de silicio VT3, el voltaje base-emisor al que entra en modo activo es de aproximadamente 0,6 V. En este caso, se disipa una potencia relativamente grande en el sensor de corriente R14. Para reducir el voltaje en el sensor de corriente en el que se abre el transistor VT3, se suministra a su base una polarización constante de aproximadamente 0,2 V a través del circuito VD2R7R8R10. Se suministra un voltaje proporcional al voltaje de salida a la base del transistor VT4 desde un divisor, cuyo brazo superior está formado por las resistencias R15, R12 y el brazo inferior por la resistencia R13. El circuito HL1R9 genera un voltaje de referencia igual a la suma de la caída de voltaje directo a través del LED y la unión del emisor del transistor VT4. En nuestro caso, el voltaje de referencia es 2,2 V. La señal de discrepancia es igual a la diferencia entre el voltaje en la base del transistor VT4 y el voltaje de referencia. El voltaje de salida se estabiliza sumando la señal de discordancia amplificada por el transistor VT4 con el voltaje basado en el transistor VT3. Supongamos que el voltaje de salida ha aumentado. Entonces el voltaje en la base del transistor VT4 será mayor que el modelo. El transistor VT4 se abrirá ligeramente y cambiará el voltaje en la base del transistor VT3 para que también comience a abrirse. En consecuencia, el transistor VT3 se abrirá a un nivel más bajo de voltaje en diente de sierra a través de la resistencia R14, lo que conducirá a una reducción en el intervalo de tiempo en el que el transistor de conmutación estará abierto. Entonces el voltaje de salida disminuirá. Si la tensión de salida disminuye, el proceso de regulación será similar, pero ocurre en orden inverso y conduce a un aumento en el tiempo de apertura del interruptor. Dado que la corriente de la resistencia R14 está directamente involucrada en la formación del tiempo de estado abierto del transistor VT5, aquí, además de la retroalimentación de voltaje de salida habitual, hay retroalimentación de corriente. Esto le permite estabilizar el voltaje de salida sin carga y garantizar una respuesta rápida a cambios repentinos de corriente en la salida del dispositivo. En caso de cortocircuito en la carga o sobrecarga, el estabilizador pasa al modo de limitación de corriente. El voltaje de salida comienza a disminuir con una corriente de 5,5...6 A, y la corriente del circuito es de aproximadamente 8 A. En estos modos, el tiempo de encendido del transistor de conmutación se reduce al mínimo, lo que reduce la potencia disipada. en eso. Si el estabilizador funciona mal debido a la falla de uno de los elementos (por ejemplo, falla del transistor VT5), el voltaje en la salida aumenta. En este caso, la carga puede fallar. Para evitar situaciones de emergencia, el convertidor está equipado con una unidad de protección que consta de un tiristor VS1, un diodo Zener VD1, una resistencia R1 y un condensador C1. Cuando el voltaje de salida excede el voltaje de estabilización del diodo zener VD1, comienza a fluir una corriente a través de él, que enciende el tiristor VS1. Su inclusión provoca una disminución de la tensión de salida casi a cero y la fusión del fusible FU1. El dispositivo está diseñado para alimentar equipos de audio de 12 voltios, diseñados principalmente para vehículos de pasajeros, desde la red de a bordo de camiones y autobuses con un voltaje de 24 V. Debido a que el voltaje de entrada en este caso tiene una ondulación baja nivel, el condensador C2 tiene una capacitancia relativamente pequeña. Es insuficiente cuando el estabilizador se alimenta directamente desde un transformador de red con rectificador. En este caso, el rectificador debe estar equipado con un condensador con una capacidad de al menos 2200 μF para el voltaje correspondiente. El transformador debe tener una potencia total de 80... 100 W. El estabilizador utiliza condensadores de óxido K50-35 (C2, C5, C6). El condensador C3 es un condensador de película K73-9, K73-17, etc. de tamaños adecuados, C4 es cerámico con baja autoinductancia, por ejemplo, K10-176. Todas las resistencias, excepto R14, son C2-23 de la potencia adecuada. La resistencia R14 está hecha de un trozo de alambre de constante PEK 60 de 0,8 mm de largo con una resistencia lineal de aproximadamente 1 ohmio/m. En la figura 4 se muestra un dibujo de una placa de circuito impreso hecha de fibra de vidrio recubierta con una lámina de una cara. XNUMX.
El diodo VD3, el transistor VD5 y el tiristor VS1 están conectados al disipador de calor a través de una almohadilla aislante conductora de calor mediante casquillos de plástico. La placa también está unida al mismo disipador de calor. La apariencia del dispositivo ensamblado se muestra en la Fig. 5.
Hoy en día, el desarrollo de estabilizadores de conmutación se ha vuelto mucho más fácil. Ya están disponibles circuitos integrados que incluyen todos los componentes necesarios (incluso a un precio). Además, los fabricantes de dispositivos semiconductores comenzaron a acompañar sus productos con una gran cantidad de información de aplicación que contiene circuitos de conexión típicos que satisfacen al consumidor en la gran mayoría de los casos. Esto prácticamente elimina del desarrollo las etapas de cálculos preliminares y creación de prototipos. Un ejemplo de esto es el microcircuito KR1155EU2 [5]. Consta de un interruptor, un sensor de corriente, una fuente de voltaje de referencia (5,1 V ± 2%), una unidad de control de tiristores para protección contra sobretensiones en la carga, una unidad de arranque suave, una unidad de reinicio para dispositivos externos, una unidad para control remoto. apagado y una unidad de protección contra el sobrecalentamiento. Considere una fuente de alimentación de laboratorio desarrollada sobre la base de KR1155EU2. características técnicas
El diagrama del dispositivo se muestra en la Fig. 6. Se diferencia poco del diagrama de conexión estándar y las designaciones de posición de los elementos son las mismas. Aquí se implementa un método de control con un período de repetición de pulso fijo, es decir, control de ancho de pulso.
El condensador C1 es un filtro de entrada. Tiene una capacidad mayor que la indicada en el diagrama de conexión típico, lo que se debe al consumo de corriente relativamente grande. Las resistencias R1 y R2 controlan el nivel de protección actual. La resistencia máxima total corresponde a la corriente máxima de operación de la protección y la resistencia mínima corresponde a la corriente mínima. Con la ayuda del condensador C4, el estabilizador arranca suavemente. Además, su capacidad determina el período de reinicio cuando se excede el umbral de protección actual. La resistencia R5 y los condensadores C5, C6 son elementos de compensación de frecuencia del amplificador de error interno. El condensador C3 y la resistencia R3 determinan la frecuencia portadora del convertidor de ancho de pulso. El condensador C2 establece el tiempo entre una fuerte disminución en el voltaje de salida (causada por razones externas, por ejemplo, una sobrecarga de salida a corto plazo) y la transición de la señal RESO (pin 14 DA1) a un estado correspondiente al funcionamiento normal, cuando El transistor conectado entre los pines RESO y GND dentro del microcircuito se cierra. La resistencia R6 proporciona la carga de colector abierto de este transistor. Si planea usar la señal RESO y vincularla a un voltaje diferente al voltaje de salida del estabilizador, entonces la resistencia R6 no está instalada y la carga del colector abierto está conectada dentro del receptor de señal RESO. La resistencia R4 proporciona potencial cero en la entrada INHI (pin 6 de DA1), que corresponde al funcionamiento normal del microcircuito. El estabilizador se puede apagar mediante una señal TTL alta externa. El uso del diodo KD636AS (su corriente total permitida supera significativamente la requerida en este estabilizador) le permite aumentar la eficiencia en un 3 ... 5% con un ligero aumento en el costo del dispositivo. Esto conduce a una disminución de la temperatura del disipador de calor y, en consecuencia, a una disminución de sus dimensiones y peso. Las resistencias R7 y R8 se utilizan para regular el voltaje de salida. Cuando el control deslizante de la resistencia R7 está en la posición inferior según el circuito, el voltaje de salida es mínimo e igual al voltaje de referencia del microcircuito DA1, respectivamente, cuando en la posición superior el voltaje de salida es máximo. El SCR VS1 se abre mediante la señal CBO (pin 15 de DA1) si el voltaje en la entrada CBI (pin 1 de DA1) excede el valor de referencia interno del chip DA1 en aproximadamente un 20%. Esto protege la carga del exceso de voltaje en la salida. Todos los condensadores de óxido son K50-35, excepto C1 - K50-53. El condensador C6 es cerámico K10-176, el resto son de película (K73-9, K73-17, etc.). Todas las resistencias fijas son C2-23. Resistencias variables R2 y R7 - SPZ-4aM con una potencia de 0,25 W. Se instalan en el tablero mediante soportes. El inductor L1 está enrollado sobre dos núcleos magnéticos anulares plegados K20x 12x6,5 fabricados de aleación permanente MP140. El devanado contiene 42 vueltas de alambre PETV-2 1,12, enrolladas en dos capas: la primera, 27-28 vueltas, la segunda, el resto. El estabilizador se monta sobre una tabla de fibra de vidrio recubierta con una lámina por un lado. El dibujo del tablero se muestra en la Fig. 7.
El microcircuito, el diodo y el tiristor están montados en un disipador de calor. En este caso, en la mayoría de los casos no es necesario aislar el microcircuito de la superficie del disipador de calor, ya que su brida está conectada al pin 8 (GND). El diodo y el tiristor deben estar aislados. El disipador de calor se selecciona en función de una disipación de potencia de aproximadamente 15...20 W y un sobrecalentamiento de 30°C. Puedes reducir el tamaño y el peso del disipador de calor usando un ventilador (si es posible). Se debe prestar especial atención al transformador de red y al rectificador. El transformador está diseñado para una potencia de salida de al menos 150 W y una tensión de salida en circuito abierto de aproximadamente 33 V. Con carga máxima, está permitido reducir la tensión de salida en no más de 1,5 V con respecto a la tensión en circuito abierto. . El rectificador se selecciona para una corriente de 3,5...2 A con una caída de voltaje total a través de sus diodos de no más de XNUMX V. El rectificador (en el caso de un diseño monolítico) o diodos individuales se pueden montar en el mismo calor. hundirse como estabilizador. Un convertidor de impulsos puede ser una buena alternativa a un transformador y rectificador de red. Analizando los dos dispositivos analizados, se pueden ver sus diferencias. Evidentemente, el primer estabilizador es más barato que el segundo. Además, las formas de reducir aún más el coste del primero son muy obvias (reemplazar el diodo KD2997V por un KD213V con un ligero deterioro de la eficiencia y un permaploide costoso con un núcleo magnético de ferrita barato). En el segundo dispositivo, el KD213V (así como el KD2997V) ya no serán adecuados debido a la inercia, y la sustitución del núcleo magnético no supondrá una reducción notable del coste. Las piezas del primer estabilizador se pueden encontrar en el escritorio de cualquier radioaficionado, lo que no se puede decir del segundo. Sin embargo, el primer dispositivo requiere más tiempo durante la fase de diseño. Además, cuenta con una mayor cantidad de elementos con menor funcionalidad. Literatura
Autor: Yu.Semenov, Rostov-on-Don
Cuero artificial para emulación táctil.
15.04.2024 Arena para gatos Petgugu Global
15.04.2024 El atractivo de los hombres cariñosos.
14.04.2024
▪ Humidificador-purificador Dyson PH01 ▪ Japón domina el mercado OLED ▪ El núcleo del Sol gira anormalmente rápido ▪ La batería más grande del mundo. ▪ Internet puede ayudarte a perder peso
▪ sección del sitio Sitios de equipos de radioaficionados. Selección de artículos ▪ Artículo Ley de vivienda. Cuna ▪ artículo ¿Qué es el asbesto? Respuesta detallada ▪ artículo Espino rojo sangre. Leyendas, cultivo, métodos de aplicación. ▪ artículo Tarjeta de voltios (siete vías). Secreto de enfoque
Hogar | Biblioteca | Artículos | Mapa del sitio | Revisiones del sitio
www.diagrama.com.ua |
donde α=lLmax /llx=1,25 es la relación entre la corriente máxima del inductor y la corriente de salida. El coeficiente a se elige dentro del rango de 1,2... 1,6. Pérdidas estáticas del interruptor PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54 W.
Tomamos el número de vueltas igual a 23.
Ver otros artículos sección 
Últimas noticias de ciencia y tecnología, nueva electrónica:
Todos los idiomas de esta página