|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPEDIA DE RADIOELECTRÓNICA E INGENIERÍA ELÉCTRICA Oscilador de cristal estable de bajo ruido para microondas y transversores. Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica.
Enciclopedia de radioelectrónica e ingeniería eléctrica. / Nudos de equipos de radioaficionados. Generadores, heterodinos En relación con el uso por radioaficionados de tipos de modulación de banda estrecha CW, SSB, NBFM hasta 411 GHz, es especialmente importante garantizar una alta estabilidad de la frecuencia del oscilador local en los transversores de microondas. Un problema menos conocido es el ruido de fase, y la mayoría de los diseños de osciladores de radioaficionados tienen niveles de ruido excesivos que reducen el rango dinámico de los transversores. Estos problemas se describen y se proponen formas de resolverlos en 5 secciones principales del artículo. En la sección que explica el problema del ruido de fase, se observa que los osciladores transversores de ondas milimétricas normalmente operan a frecuencias alrededor de 100 MHz y su nivel de ruido de fase es un parámetro muy crítico, porque. un paso de duplicación adicional aumenta el nivel de ruido en la señal en 6 dB. Entonces, por ejemplo, la duplicación sucesiva de una frecuencia de cuarzo de 100 MHz a 10 GHz aumentará el ruido de salida en casi 40 dB y hasta 250 GHz, en 68 dB o más. Los circuitos comunes de los osciladores de cristal proporcionan un nivel de ruido de fase de -155 dB/Hz en relación con el nivel de la portadora (en términos de potencia). Multiplicar a 245 GHz degradará este parámetro en la señal de salida a -87 dB/Hz. Al usar NBFM, por ejemplo, el nivel de ruido en la banda de 16 kHz será (-87 + 42) dB, es decir, sólo 45 dB por debajo de la portadora. En este caso, el rango dinámico del receptor será de solo 45 dB, y en el modo de transmisión, el ruido de banda ancha radiado será 45 dB menor que el nivel de la señal principal. En la sección "Mejora de la estabilidad", se muestra que los resonadores de cuarzo tienen una inestabilidad de temperatura de ±10 ppm (10-5) de 0°С a +70°С. Esto corresponde a ±100 kHz a 10 GHz, al multiplicar una señal de 100 MHz. La compensación de temperatura puede lograr una inestabilidad no peor de 0,3 ppm (3 * 10-7) o ±3 kHz a 10 GHz, o ±7 kHz a 24 GHz, o ±75 kHz a 250 GHz. Un sistema PLL con un oscilador de referencia correspondiente al estándar de frecuencia de rubidio ayudará a proporcionar una inestabilidad de "piedra" del oscilador local. Dichos generadores se utilizaron en instrumentos de radionavegación obsoletos y se pueden encontrar en las tiendas sin liquidez estadounidenses. Tienen una inestabilidad de temperatura de ±10-9 o 0,001 ppm y permitieron al autor lograr una inestabilidad a largo plazo de ±250 Hz después de la multiplicación en la banda de aficionados 241...250 GHz. En la sección "Reducción de ruido de fase", usando el ejemplo de un circuito oscilador de cuarzo Butler tradicional en un transistor bipolar, se muestra (Fig. 1) que el nivel de ruido en la señal de salida determina principalmente el ruido de la entrada del transistor , al que se le aplica la señal del resonador de cuarzo y que disminuye notablemente al aumentar la resistencia de esta entrada.
Para el circuito de la Fig. 45, el nivel de ruido es de -155 dB/Hz, y después de reemplazar el bipolar 2N5179 con un transistor de efecto de campo de puerta común J310, el autor obtuvo un nivel de ruido de fase de -172 dB/Hz. La sección "Circuito VCO" presenta un circuito de un oscilador controlado por voltaje (Fig. 2), el nodo principal de un oscilador de cristal PLL (oscilador de cristal bloqueado en fase de bajo ruido - LNPLXO) de bajo ruido desarrollado por el autor.
La etapa de amplificación de puerta común en Q1 proporciona una alta impedancia de entrada a la señal del resonador de cuarzo Y1, y el seguidor de emisor Q2 proporciona una baja impedancia de salida del VCO y, en consecuencia, una baja resistencia del circuito de excitación del resonador. Y1 está excitado en el quinto armónico de la resonancia en serie, tiene un corte AT y C0=30 pF, R0<60 Ohm. El circuito L1C1C2 selecciona el armónico necesario. R14 lo desvía para mejorar la linealidad y establece la ganancia requerida del circuito generador POS. El circuito D2C9R2R3 limita la amplitud de la señal de salida no distorsionada. El punto de conexión R2R3 se establece en 1,6 V. Cuando la señal de RF máxima en el drenaje de Q1 alcanza los -2 V, D2 se abrirá y limitará el aumento adicional de la amplitud de la señal de salida sin cambiar el punto de funcionamiento de Q1, que tiene un efecto positivo en la linealidad y las características de ruido del generador. Usando R2, puede elegir el nivel de la señal de salida para que no se disipe más de 1 mW en Y1. Para garantizar que el efecto de carga en el VCO sea mínimo, la señal de salida se toma del colector Q2 mediante un transformador T1 9:1. El sistema PLL para LNPLXO (Fig. 3) está hecho de acuerdo con el esquema estándar.
Su base es U1 (MC145158), que incluye un divisor de frecuencia R de una señal de un oscilador de referencia de rubidio altamente estable (entrada 1/U1); DPKD para frecuencia VCO predividida por chip U2 en 20/21 (MS12019) o 32/33 (MS12015) (entrada 8/U1); detector de fase - salida 5/U1. La señal del detector de fase se alimenta al LPF R19C13, cuyos parámetros no corresponden del todo a las recomendaciones de Motorola y se seleccionaron experimentalmente teniendo en cuenta el alto factor de calidad del cuarzo en el VCO (Fig. 46). El sistema PLL está controlado por el microcontrolador PIC16F83 (U4), cuyo programa de control (archivo STEP1199.ZIP) se puede encontrar en arrl.org/files/qex/. Para el transversor de 24,192 GHz, el autor utiliza un mezclador de diodos en antiparalelo, mientras que el heterodino debe operar a la mitad de la frecuencia, igual a 11,448 GHz con una FI de 1296 MHz. Para obtener 46 GHz de la señal LNPLXO (Fig. 47, 95,4) con una frecuencia de 11,448 MHz, se requiere un multiplicador por 120. Esto se resuelve multiplicando sucesivamente por 2, 3,4 y 5. Autor: John Stephensen (KD6OZH); Publicación: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
Cuero artificial para emulación táctil.
15.04.2024 Arena para gatos Petgugu Global
15.04.2024 El atractivo de los hombres cariñosos.
14.04.2024
▪ Estadísticas de dispositivos Android ▪ El grafeno acelera los interruptores ópticos 100 veces ▪ El repiqueteo de llaves como marca personal ▪ Descubren una nueva forma de magnetismo
▪ sección del sitio Dispositivos informáticos. Selección de artículos ▪ artículo Psicología del desarrollo. Notas de lectura ▪ artículo ¿Dónde se cultivó el primer arroz? Respuesta detallada ▪ Artículo Pino silvestre. Leyendas, cultivo, métodos de aplicación.
Hogar | Biblioteca | Artículos | Mapa del sitio | Revisiones del sitio
www.diagrama.com.ua |
Ver otros artículos sección 
Últimas noticias de ciencia y tecnología, nueva electrónica:
Todos los idiomas de esta página